压控衰减器（VCA）是通信系统中的一个关键结构单元。在现代发射机中，一般将它用在数字控制回路内，把恒定的最大功率输送到天线端口上，VCA也可用来补偿温度和器件之间的变化。在接收机这一侧，利用它来调节输入射频功率，借助于DSP来保持接收机足够的信噪比。

一种基于PIN二极管的2.45GHz VCA设计

    VCA要求电流或压控可变阻抗以MESFET或PIN二极管的形式用作线性电阻。在本文中，讨论一种实验性的基于PIN二极管的2.45GHz VCA设计，这种设计的基本方法如图1所示。像附录1中所描述的那样，可用一个正交（90°）耦合器和两个可变电阻来组成一个低成本的动态范围适中的可变衰减器，其输入和输出阻抗匹配要比Pi和电阻线衰减器更好。把一个RF信号加到耦合器的端口1，而端口2和3上的两个匹配电阻在数值上是可变的，结果是在端口1和4之间形成了一个可变衰减。端口1上的输入阻抗和端口4上的输出阻抗在衰减的整个范围内恒定保持在50Ω—这一特性由一个正交混合电路的基本工作来保证（见附录1中的S参数矩阵）。

    端口2和3上的可变电阻是利用PIN二极管来实现的，PIN二极管由两个不同的部分组成：管芯和封装。可以把管芯等效成电流控制的可变电阻和一个旁路寄生结电容，它是由重搀杂的P区和N区以及它们之间轻度搀杂的I区组成的。当频率高于十倍的PIN二极管的截止频率时，它表现为纯电阻，截止频率fc为：

    fc=1/2μτ    （1）

    而τ=少数载流子寿命。

    该电阻值受直流正向偏置电流控制，该偏置电流使载流子注入到I区，从而使I区的电阻降低，PIN二极管电阻值的范围从几欧姆直到几千欧姆。可以调节I层的厚度、搀杂浓度和宽度，使二极管的特性适合具体应用的要求。这些有用的特性使得PIN二极管对于VCA设计来说是个极好的选择。

    含有芯片的封装使二极管的阻抗增添了寄生电感和电容，而低成本的带引线的塑料封装具有特别大的寄生参量。在实际的设计中，我们不再用如图1所示的可变电阻，但是可以使用一个简单的补偿电路，在有用频率处抵消封装和芯片的寄生参量。例如，0.7nH的二极管封装引线和焊接线电感，会给二极管电阻贡献约10Ω的感抗，这将会降低衰减器的动态范围，采用补偿电路更为重要。最简单的补偿电路是使用旁路电容作为RF地，旁路电容也是用来抵消寄生电感的，旁路电容值通过实验来确定。

    考虑图1所示的电路，当PIN二极管的电流非常大时（＞10mA），二极管电阻变低，施加到端口1上的RF信号被反射回来，从端口2和3上进入混合电路，端口4上的信号衰减量很小。当电流降低时，二极管电阻上升到50Ω（这归功于补偿电路），在该点上，二极管吸收入射的RF信号，衰减是最大的。电流的进一步降低，造成二极管电阻要比50Ω高得多，结果导致端口2和3上的反射，同时减少衰减。对于一个具有较厚I层的典型PIN二极管，可以把这一结果绘制出来，如图2所示。设计者有两种选择方案：使用0到1.7mA或1.7到100mA的电流范围，每种选择方案都有其折衷办法。如果采用I≥1.7mA的电流范围，做一些电路的简化或许是可能的，但由于PIN二极管的电阻在大电流的情况下不为零，所以最小衰减量较大（2dB或更大）；如果使用I≤1.7mA的电流范围，则电路的插入损耗（最小衰减）较低。本文所讨论的是后者的设计方法。

    衰减器的简图如图3所示，在图4中给出了FR4电路板的布局。

    正交混合电路和PIN二极管的选择以及寄生补偿电路的设计，是恒定阻抗VCA的三个重要方面。混合电路选择Anaren公司的1A1306-3，HSMP3814由Agilent 公司生产。由于在晶片上相邻，可以实现这两个二极管的良好匹配。C1、C2、C3和C5是隔直电容，L1和L2是RF扼流电感，R3和R4是设置PIN二极管偏置电流的电阻。C6和C4用于抵消与PIN二极管有关的寄生电感。元件数是很少的，材料清单列于表1。

    在混合电路评估板上做几个简单实验，以便在二极管电阻的两种极端状态下验证基本原理。在第一种情况下，让端口2和3开路（无二极管），结果端口1到端口4的插入损耗为1.5dB。在第二种情况下，用一个50Ω负载（芯片电阻）接在端口2和端口3之间，所得到的S41值大于30dB。

    图5和图6给出2.45GHz VCA样机测试结果，衰减范围从－1.5到－32dB，而带宽也是令人满意的。输入和输出端上的回损在所有的衰减状态下优于－10dB。

    由于寄生补偿电路的作用，在最大衰减处出现一个深的凹陷。在串联谐振频率处，寄生电感和补偿电容彼此抵消，谐振频率的Q值是高的，这就会引起很深的凹陷。把VCA设计成具有30dB的动态范围，这可以在靠近频带中心的更大控制范围的情况下实现。

    可以做进一步改进，以使设计更紧凑，生产成本更低。在这种设计中，采用一种现成的表面贴装混合电路耦合器。基于另一种工艺的混合电路，比如像集总元件，将会给出更小的尺寸。如果尺寸不是问题，可以采用传输线耦合器的设计，比如通用的、高性能的分支线耦合器。在这种情况下，耦合器是“免费的”，因为它是电路板的一部分。如果有足够的电路板空间的话，也可以用高阻抗的传输线来代替RF扼流电感，以便进一步降低成本。

结语

    本文介绍了采用恒定阻抗方案的VCA，这种VCA在最小衰减状态下具有大于30dB的动态控制范围、极好的输入/输出匹配特性以及1.5dB的非常低的插入损耗。它的结构非常紧凑，具有较少的元件数和较低的成本。

附录1：3dB正交耦合器

    可以用不同的方式来实现3dB正交耦合器：比如使传输线反向波分布到耦合器的一个或多个端口上（如图7所示），以传输线支线耦合器的形式，或者以集总元件的形式。如果把RF信号加到端口1（输入），则功率的一半将由端口3出来（直接），一半由端口2出来（耦合），而这两个端口上幅度相等的RF电压在相位上相差90°。在这种理想的耦合器中，不会有什么在端口4（隔离）出现。

    然而，如果输出端2和3上相等的幅度和相位设置失配，一些RF信号就会反射回来进入正交耦合器。在图7所示的简单情况下（Γ1=Γ2=1.0∠0°），RF的信号会在“隔离”的端口上重组（减去两倍的耦合器插入损耗）。如果幅度小于1.0时Γ1=Γ2，则“输入”和“隔离”端口之间的衰减将是20log10Γ（负载的回损）加上两倍的耦合器插入损耗。

    如果耦合器能实现电流或电压控制的可变失配（0≤Γ≤1），就可以形成一个简单的可变衰减器。当用一个简单的单个电容或电感来抵消PIN二极管的封装寄生电容和结电容时，就可以使二极管的结阻抗从2Ω变化到3000Ω（经过50Ω）。

表1 设计所需材料

    在图8中定义了四个端口的S参数。常见的S参数是这样定义的：

    S11=(b1)/(a1)    

    S32=(b3)/(a2)    （2）

    用于正交耦合器的公式可以写作：

    对于理想的（零损耗，无限大隔离）3dB正交耦合器，S参数为：

    S11=S22=S23=S32=S33=S44=0

    S12=S21=S34=S43=1+j0

    S13=S24=S31=S42=0+j1

    如果α1=1而α2=α3=α4=0，乘以矩阵，结果将是：

    b1和b3的值为0.707，而b2和b3的相位相差90°。

    现在考虑Γ2=Γ3=ρ∠0°的端口2和3上的失配，其中是反射系数的数值，参见图8，

    将这些值代入正交耦合器的公式中，得到：

    [0 0 0 ρ]

    或者对于整个网络为，结果插入损耗为20log10,这与我们用直观的解释所得到的结果是一样的。

    讨论假定耦合器具有无限大的隔离度（在“耦合的”和“直接的”输出端上为理想的50Ω终端时，从“输入”到“隔离”端的损耗），实际上，不存在具有理想隔离度的耦合器，于是设计者必须仔细地选择耦合器，以保证它具有比衰减器要求的动态范围更大的隔离度。