摘 要：该文介绍了一种虽然简洁却很有效的三电平SVPWM算法。在此基础上，该文提出一种无电流传感器的中点电位控制和窄脉冲消除方法。仿真和实验结果表明，该方法实现非常简单，且输出波形谐波含量小，中点电位得到很好的控制，同时较好地解决了窄脉冲问题。在用TMS320LF2407 DSP为开发平台的三电平实验样机上取得了良好的效果。
关键词：三电平逆变器；中点电位；窄脉冲；电流传感器

1 引言
       目前，随着高压绝缘栅极晶体管（High Voltage Insulated Gate Bipolar Transistor-HVIGBT）和集成门极换向晶闸管（Integrated Gate Commutated Thyristor-IGCT）的普及，多电平逆变器在高压大功率变频调速及静止无功补偿方面有着越来越多的应用。目前已实际应用的几种多电平结构中，二极管箝位多电平逆变器因其结构简单，容易实现四象限运行而更具有应用前景。考虑到最新器件的水平，10kV以下的中压大功率多电平逆变器已基本可以用二极管箝位三电平结构实现，发展和简化其控制策略对当前的二极管箝位三电平逆变器的工业化应用有重大的意义。
    由于二极管箝位三电平逆变器自身结构的原因，中点电位不可避免地会产生漂移。使输出波形谐波含量加大，严重时由于上下电容分压严重不均而导致开关器件的损坏。可以从硬件和软件两方面来解决这个问题。考虑到成本及灵活性，通过对PWM主控制算法的改进来解决这个问题更具有竞争优势。现行的中点电位控制方法需要知道实时的负载电流信息，然后据此实施相应的控制策略。流行的方法是用2个电流传感器在逆变器输出端子检测两相电流。这在恒压频比的开环控制中不仅增加了系统成本，也增加了系统的复杂程度，降低了可靠性。本文以一种简单的三电平空间电压矢量PWM方法^[1]为基础，提出了一种简洁高效，非常适合于微处理器实现的无电流传感器三电平中点电位控制方法，同时能较好地解决窄脉冲问题。
2  主算法介绍
       图1是中点箝位（Neutral Point Clamp-NPC）逆变器拓扑结构图，吸收电路^[2]未画出。
       在保证1、3互补及2、4互补的前提下，开关状态组合能产生3个输出端电压状态：V_DC/2，0，- V_DC/2（分别标记为+，0，-）。三相桥臂共能输出27种状态，每种状态都对应1个空间电压矢量^[3]。
       图2为三电平的空间电压矢量图。

    在这些电压矢量中只有18个矢量会影响中点电位。这18个矢量作用的任意时刻，流入（或流出）中点电流的绝对值一定等于某相电流（i_x）的绝对值（相电流的正方向定义如图1所示）。当该相与直流侧中点直接相连时，定义此时的小矢量为正小矢量，中点电流i_NP=i_x；当该相不与中点直接相连时，定义此时的小矢量为负小矢量，中点电流i_NP=-i_x 。若此时是中矢量作用，则i_NP=i_x 。以上关系定义如表1^[4]所示。

    图2可以分解为6个小六边形(见图3(a))^[1]。参考电压矢量总能落在一个小六边形之内。将三相参考电压(参考电压矢量所对应的三相电压)按表2进行修正后，把三电平转换为两电平(见图3(b))。对于两电平采用文[1]的方法(见图3(c))计算出每相桥臂的状态转换时间

3  无电流传感器中点电位控制
    逆变器所带异步机一般是三相感性负载，相电流滞后相电压。例如参考矢量所在矢量图区间位置与U相电压电流的关系见图4。
    从参考电压矢量的定义可以看出，参考电压矢量的旋转角度q等于当前U相电压的相位角。基于以上认识，当V_ref扫过6个区间的时候，相应的U, V, W相电压和相电流分布见图5。

    相电流滞后相电压一般不会超过90°，因此可以认为当V_ref在S₁区间内时i_u>0，在S₂区间内时i_w<0，其他区间依此类推。即可以根据V_ref当前所在的区间判断出部分相电流的正负。但在某些时候无法判断某相电流的符号，如在S1区间当负载功率因数角小于30°时i_w<0，而当功率因数角大于30°时i_w的符号可正可负。现考虑V_ref在小六边形1中(图6)的情况。
    当V_ref落在 ① 内时，电压矢量依次为0 - -，+ - -，+ 0 -，+ 0 0，+ 0 -，+ - -，0 - - ，波形见图7。
    在采样周期内，只要一对正、负小矢量合起来的作用时间等于t1+t2，正小矢量作用时间长还是负小矢量作用时间长并不影响参考电压的合成。但是却能影响中点电压。如当前时刻若中点电位偏低，由图5可见在S₁内U相电流为正，若使用负小矢量+ 0 0，则将使U相电流注入中点，使中点电位抬高。若使用正小矢量0 - -，则将使U相电流从中点抽取电流，使中点电位更加偏低，因此应选择负小矢量。为了使算法简单，使负小矢量作用时间等于t1+t2，即不使用正小矢量作用。体现在波形上，就是将图7(a)T_S内的波形向右移动t2，“吃掉”正小矢量的作用时间，如图7(b)（这并不影响参考电压的合成）。反之，若当前中点电位偏高，则应选择正小矢量，将图7(a)T_S内的波形向左移动t1，“吃掉”负小矢量的作用时间。由中矢量+ 0 -引入的V相电流却是不可控的。但在一个线电压周期中由中矢量引起的中点电位波动能自动平衡^[3]。

    当V_ref落在 ② 内时，对+ 0 0和0 - -两个小矢量的选择同上。然而在用文^[1]的方法时，在 ② 内必然会用到小矢量0 0 -，该负小矢量将W相电流接到中点，又由图5可看出当功率因数角φ小于30°的时候i_w一定小于0。
       （1） 当f ≤ 30°
    W相从中点抽取电流，能使中点电位降低。由于 ② 既属于小六边形1，又属于小六边形2（见图3(a），相邻的2个小六边形有重合区域），若认为 ② 属于小六边形2，则小矢量的使用除了小六边形2本身的2个小矢量+ + 0和0 0 –外，还使用+ 0 0小矢量，该负小矢量使U相电流注入中点，能使中点电位抬高。另外参考矢量所属小六边形的2个小矢量可按 ① 时的方法选择。因此： ① 若f ≤ 30°且中点电位偏低时，应认为V_ref属于小六边形2； ② f ≤ 30°且中点电位偏高时，应认为V_ref属于小六边形1。
      （2） 当30°<f <90°
    i_w在S₁内可正可负，但i_u一定大于0。既使i_w>0时其亦小于i_u。 ① 当中点电位偏低时，认为V_ref属于小六边形2，使用+ 0 0 小矢量能使中点抬高。 ② 当中点电位偏高，且i_w>0时，V_ref无论属于哪个小六边形，都有一个小矢量使中点抬高。但i_w<i_u，且最大相移为90°，iw相电流最大限度是在0≤θ≤30 °内大于0，而在这个范围内0 - -的作用时间一定大于0 0 -的作用时间，所以选择小六边形1。另外i_w<0时仍应选择小六边形1。由文[3]，30<φ<90°的情况下该方法也一定是稳定的。在确定了V_ref属于哪个小六边形以后，剩下的工作就同 ① 了。
    ③ ， ④ ， ⑤ ， ⑥ 的分析同 ① 或 ② 。对矢量图的全部区域进行上述分析以后，能够得到图8所示的结果。确定V_ref属于哪个小六边形之后，用前述方法计算实际开关切换时间，得到开关周期内的波形。当u≥u0（u为实测中点电位，u0为理想中点电位）时将波形左移；当u<u0时将波形右移。

    另外，在低转速时利用2个冗余的零矢量(+ + +,- - -)，及高转速内在上述选择参考矢量所属小六边形时综合考虑中点电位和窄脉冲问题，在上述中点控制的策略上稍加改动即可较好地同时解决中点电位控制和窄脉冲问题（限于篇幅从略）。
    从以上分析和结论亦可看出，此方法虽不能完全抑制中点电位波动，但将中点电位控制和窄脉冲的解决在一个算法中较好地整合，且方法稳定，控制算法极简单。
4  仿真和实验
    为了验证本文所提的中点电位控制方法，分别进行了仿真（MATLAB Simulink4.0）和实验。仿真参数如表3所示。

    仿真结果如图9所示。从图中可以看出中点电位得到了很好的控制。
    实验采用NPC三电平IGBT PWM逆变器，380V，1.1kW鼠笼异步电机负载。控制器采用TMS320LF2407 DSP，C语言、汇编语言混合编程。

    图10为实验结果。从图中看出稳态时输出波形谐波含量少，中点电位得到很好的均衡控制。动态波形如图11所示。负载突变的情况下系统稳定性良好（图11(a)）。比较图11(b)和图11(c)可以看出在本文提出的中点电位控制策略下，动态负载时上下2个电容能够很好地均分直流环电压，鲁棒性较强。无需检测负载电流，既降低了成本又提高了系统可靠性，非常适于工业应用。

5  结论
    本文提出的无电流传感器三电平中点电位控制方法具有以下优点：
   （1）无需电流传感器，降低了系统成本和复杂程度，提高了可靠性。
   （2）中点电位能得到很好的控制，鲁棒性较强。
   （3）将中点控制和窄脉冲的消除较好地整合在一个简单的算法中，易于用一片DSP实现。
   （4）具有与空间电压矢量控制完全一致的控制效果，输出谐波含量很少。
    仿真和实验验证了该方法的正确性。

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