摘 要：中大功率的移相全桥零电压开关变换器存在着滞后桥臂开关管难以零电压开通的问题，该文指出了该问题的根本原因，提出了解决这一问题的诸多方法。该文重点研究了2种新的电路：副边采用开关管的拓扑线路和采用饱和电感器的拓扑线路。这2种线路均能有效实现滞后桥臂开关管零电压开通和关断，从而在很宽的负载范围内实现全桥开关管零电压开断，并能很好的消除电压、电流尖峰。文中还详细讨论了电路的参数设计、占空比的丢失等问题，对2种拓扑线路进行了比较。实验结果也验证了所提出的理论。
关键词：全桥变换器；零电压开关；副边电流箝位；尖峰抑制器；饱和电感器
1 引言
地铁和轻轨车的电网直流电压高达1700V，而它的用电负载常为直流530V，因此，大功率的DC/DC变换器（几十kW~200kW）的研究就提到了日程上。
目前，在中、大功率DC/DC变换器中，用得最多的是移相全桥软开关变换器，其中，移相全桥零电压开关变换器（PS FB ZVS PWM DC/DC）[1]应用比较广泛。该电路具有以下几个主要优点：① 开关管在ZVS条件下运行，开关损耗小，可实现高频化；② 控制简单；（脉宽恒定，只控制移相）③ 恒频运行；④ 电流、电压应力小；⑤ 电路结构简单。但是这种传统的PS FB ZVS PWM电路具有3个主要缺点：① 当负载很轻时，尤其滞后桥臂开关管的ZVS条件难以满足；② 变换器处于零状态时，原边有较大环流，导电损耗增大，并且零状态时间越长，相对损耗越大；③ 输出整流二极管不能实现软开关，开关损耗大。其中，第2个缺点是实现ZVS不可避免的，只能尽量减小。
近年来，研究的重点放在第1个缺点上，提出了一些拓宽负载范围的方法：在变压器原边串联饱和电感器[2]；利用变压器励磁电流[3]；利用辅助谐振网络帮助滞后桥臂实现ZVS[4,5]。以上几种方法在负载非常轻时完全实现ZVS还是很困难。还有利用输出滤波电感能量[6]，但在满载时滞后管实现ZVS很困难。
为了研究大功率的DC/DC变换器，必须寻找高效率的DC/DC变换器拓扑方案。为此，本文详细研究了滞后桥臂开关管ZVS难以满足的原因，在此基础上研究了两种新的电路，一种是变压器副边使用开关管和尖峰抑制器，另一种是变压器副边使用饱和电感器。
2 滞后桥臂开关管ZVS条件难以满足的原因及其对策
传统的移相全桥变换器如图1所示。它的各个开关管的驱动信号如图2。其中td为死区时间，a为移相角，a对应的时间段称为零状态。从图1中可以看到，因开关管上均并联电容，关断必定是软开关。而在开通时，超前桥臂与滞后桥臂有较大不同。超前桥臂（Q1、Q3）实现ZVS较易，滞后桥臂（Q2、Q4）实现较难，其本质原因分析如下：
无论Q1、Q2、Q3、Q4，它的开通均在短暂的死区时间td以后发生。对于超前桥臂（Q1、Q3），当它关断时，在死区时间td内的续流电流不经过电源Vin，形成Q1与Q2，或Q3与Q4之间的短路电流，这种电流变化不激烈，在短暂的td内，不会在副边形成反向电压，因此二极管DR1 ，DR2的通断情况不会改变。副边将只有1只二极管导通，这时，具有大电感值的输出滤波器电感Lo反射到原边。若变压器的漏感为Lr，则参与原边谐振的电感量为
（Wmag为变压器的励磁能量），这较大的电感储能能迅速的在死区时间td内对相应并联电容充放电，使经过td时刻后相应的超前桥臂开关管开通时处于零电压状态。
但是，对于滞后桥臂（Q2、Q4），当它关断时，在死区时间td内的续流电流反向经过电源Vin，续流电流急剧下降。这种电流的急剧变化，在副边形成较大的反向电压，导致二极管DR1或DR2中未开通的那只二极管开通，而原已开通的二极管因有一段复合时间未全关断，在副边形成DR1和DR2同时开通，形成通过2个二极管短路的状态。这样便切断了副边反射电感n2Lo，使参与原边谐振的电感量剧减到只剩下Lr，电感储能相应急剧减少，使在死区时间td内相应并联电容充放电的过程减缓，在经过td时刻后，相应的滞后桥臂开关管开通时不能处于零电压状态，无法实现零电压开关。
从以上分析可以看到，滞后桥臂开关管开通时不能处于零电压的原因在于它开通之前的续流电流要反向通过电源，使续流电流急剧下降。在副边形成反压，导致2个二极管同时导通，切断了副边反射电感之故。为了解决这个问题，在原边，可以用2个方法：一是人为增大电感，增加电感储能，显然这个方法很不好；另一个办法是另辟续流通道，使续流电流不反向通过电源，不形成电流急剧下降的局面，也就不会使副边2个二极管处于同时导通的局面，能充分利用反射电感，只是线路会复杂一些。也可以在副边想办法：一用可控的开关管来代替不可控的二极管，确保副边最多只开通1只管；二用电感来短暂承担负压，使原边相应电容放电完毕之前，都确保只有1只二极管导通，以使较大的Lo电感能在原边电容充放电过程中能反射到原边。由于这2种方法都能保证在原边电容充、放电时，变压器的副边二绕组中，总有1组的电流箝位为零（即总有1只管不导通），因此这种电路也可称为“变压器副边电流箝位DC/DC全桥变换器”。
本文重点讨论这2种方法。其拓扑线路见图3、图4。图3在副边采用开关管代替二极管，为抑制尖峰，并加接了尖峰抑制器；图4是在原有二极管的线路中，加接饱和电感器。图中Lr为变压器的漏感，Rs1、Rs2为尖峰抑制器，Ls1、Ls2为饱和电感器。这2种电路的工作原理相似：依靠变压器副边电流箝位，超前桥臂（Q1、Q3）和滞后桥臂（Q2、Q4）均利用励磁电流和负载电流实现ZVS，并且使用了尖峰抑制器和饱和电感器，很好地消除了变压器原副边电压、电流尖峰。
3 副边电流箝位电路的工作原理
由于上面提出的2种电路工作原理相似，因此主要对第1种变换器的工作原理进行分析。尖峰抑制器是用来抑制电流、电压尖峰的。为了便于理论分析，先不考虑其影响，将其去掉，如图5所示。图中，Q1~Q4，T1，T2为变换器开关管；VP为变压器原边电压；iP为原边电流；Vrect为变压器副边整流后的电压。图6为变换器的主要理论波形。图中，Q1~Q4，T1，T2为相应开关管的驱动波形；im为励磁电流；td为死区时间；a为移相角。
分析前作如下假设：① 所有开关管，续流二极管，电感，电容均为理想器件；② 变压器变比为K，漏感Lr远小于输出滤波电感Lo；③ 开关管Q1~Q4并联电容均为Cr，开关管T1、T2不并电容。
（1）开关模态0 [t0时刻]
在t0时刻，Q1、Q4、T1导通。原、副边电流回路见图7(a)。由于滤波电感足够大，可以将它看成一个电流源。此时，原边电流Il0=Im0+Io/K，Io是输出负载电流，Im0是t0时刻的励磁电流。
（2）开关模态1 [t0, t1]
在t0时刻关断Q1，原边电流il从Q1中转移到C1、C3支路中，给C1充电，同时C3被放电，如图7(b)所示。由于有C1、C3，Q1为零电压关断。在该时段里，变压器原边漏感Lr和滤波电感Lo是串联的，而且Lo很大，因此可认为原边电流il近似不变，类似于一个恒流源，其大小保持为Il0=Im0+Io/K，C1的电压线性上升，C3的电压线性下降，即
（3）开关模态2 [t1, t2]
D3导通后，开通Q3是零电压开通，如图7(c)所示。Q3与Q1驱动信号之间的死区时间td >t01。
在这一时刻段中，变压器原、副边电压均为零，励磁电流im保持最大值Imm不变。
（4）开关模态3 [t2, t3]
在t2时刻关断Q4，原边电流从Q4中转移到C2、C4支路中，给C4充电，同时C2被放电，如图7(d)所示。由于有C2、C4，Q4为零电压关断。
Q4关断后，T2还没有开通，负载电流继续流经变压器和T1管，变压器原、副边电压开始反向。整流后的电压Vrect开始变为负值。
由于T2没有开通，变压器副边绕组下半部分电流被箝位在零。变压器原边漏感Lr和滤波电感Lo仍然是串联的，输出滤波电感足够大，原边电流il仍近似不变。C4的电压线性上升，C2的电压线性下降
到t3时刻，C2上的电压下降到零，Q2的反并二极管D2自然导通。该模态的时间为
由公式(6)可以看出，滞后桥臂（Q2、Q4）和超前桥臂（Q1、Q3）具有相同的转换速度。负载电流和励磁电流均参与转换。
（5）开关模态4 [t3, t4]
D2导通后，开通Q2是零电压开通，如图7(e)所示。由于t23= t01，因此Q2、Q4驱动信号之间的死区时间可以设计得与Q1、Q3相同。
在这一时间段，原边电流仍然基本不变，整流后电压Vrect也保持不变，其大小为
（6）开关模态5 [t4, t5]
在t4时刻同时开通Q2、T2，T2开通后，变压器副边上、下绕组同时导通，原边电流ip迅速下降,过零后反向增长，同时整流后的电压Vrect也开始下降，过零后正向增加，如图7(f)所示。
（7）开关模态6[t5, t6]
到t5时刻，原边电流ip增长到Ip=Io/K，整流后的电压增长到Vin/k。变压器原边向副边传递能量，如图7(g)所示。
t6时刻关断Q3，电路进入下半个工作周期，工作情况与上半个周期相同。
变压器副边使用饱和电感器的电路（图4）工作原理与上述的情况基本相同，区别在于：图3电路中，t2时刻关断Q4后，变压器副边绕组下半部分电流箝位是由开关管T2控制的，箝位时间大于死区时间；而图4电路使用的是饱和电感器，当变压器原、副电压开始反向后，由于饱和电感器LS2还没有进入饱和，作大电感运行，将副边绕组下半部分电流箝位在零，副边电压基本都加在LS2上，但是饱和电感器的箝位时间是由其本身决定的，如果箝位时间太短，那么滞后桥臂就不能完全是ZVS。
4 尖峰抑制器对开关管电流、电压尖峰的抑制
同样，尖峰抑制器（饱和电感器）（图3）和饱和电感器（图4）对变压器原、副边电流，副边开关管和二极管上的电压尖峰抑制的工作原理也相似。现在就以饱和电感器对二极管上的电流、电压尖峰的抑制加以说明。
众所周知，二极管上的电流、电压尖峰主要是由于二极管少数载流子复合引起的，二极管反向恢复时相当于短路，少数载流子复合时间是确定的。当二极管反向恢复完后，二极管相当于1个电容，反向电流给这个电容充电，最后恢复阻断特性。图8给出了饱和电感器的迟滞回线。理想的饱和电感器或尖峰抑制器其磁化曲线接近矩形。图9给出了在整个关断过程中，二极管上的电压、电流大致波形。
图9中，uD为二极管上的电压；UDM为二极管上的电压峰值；is1为流经二极管上的电流。
二极管反向恢复时，饱和电感器是作大电感运行，工作在图8的a—b段，要消除少数载流子反向恢复的影响，饱和电感器的伏-秒特性必须满足下式
式中 ts为二极管少数载流子的复合时间；N为饱和电感器绕组匝数；DB为饱和电感器磁化时磁感应强度变化范围；S为饱和电感器铁心面积。
满足了式(8)只是消除了二极管反向恢复的影响，要很好地消除二极管电压尖峰，饱和电感器的迟滞回线应该按照图8中：f—a—b—c—d—e走，其中a—b段为反向恢复时间段，b点后二极管恢复阻断特性，相当一个电容，到达c二极管上的电压等于2Vs=2Vin /K。
5 参数设计
5.1 尖峰抑制器的设计
尖峰抑制器的设计必须满足式(8)，但是，要最大限度地消除电压尖峰，就必须按照图8中的迟滞回线走，b—c段回路以恒定电流Ism对二极管等效电容进行充电，如果抑制器的伏秒积太小，迟滞回线就会走到图8所示的虚线段，反向电流会急剧增加，二极管上的电压尖峰会超过2倍的反向电压。
c点是个关键点，是由不饱和进入饱和的转折点，恒定电流Ism为
式中 Hc为尖峰抑制器的矫顽力；l为等效磁路长；N为绕组匝数。
c点时二极管电压线性上升到2Vs，b—c段的时间为
c点后尖峰抑制器进入饱和，二极管的等效电容与尖峰抑制器剩余电感、变压器的漏感及导线电感（共Lsx）发生谐振，二极管上的电压峰值可表示为
所以要最大限度地消除电压尖峰，尖峰抑制器的伏秒积必须满足
5.2 饱和电感器的设计
如果只是消除电流、电压尖峰，饱和电感器的设计完全可以按照式(12)来设计。但是饱和电感器还要肩负另一项重任：滞后桥臂ZVS时，它要对变压器副边一半绕组中的电流进行箝位，其箝位时间要大于滞后桥臂上的电容充、放电时间，则
一般说来，电容充、放电时间t23要远大于式(12)中的ts+tbc，因此设计饱和电感器不同于尖峰抑制器，如果选用相同材料的磁心，饱和电感器的铁心面积要大或绕组匝数要多。
5.3 占空比丢失
当原边电流从正向（或负向）变化到负向（或正向）负载电流时，由于原边不足以提供负载电流，副边整流桥两端电压为零。这部分时间与二分之一开关周期的比值就是副边占空比的丢失DLOSS，经推导得
式中 Ts为开关周期。
5.4 最大占空比
由第二节分析知道，滞后桥臂电容充、放电时，副边整流电压Vrect为一负值。理论上，副边电流箝位电路所能达到的最大占空比Dmax由下式决定
从最大占空比的设计看出，饱和电感器或尖峰抑制器的伏秒积不是越大越好，如果增加匝数的话，tbc会越大，Dzvs会越大。如果增加铁心面积的话，饱和电感器或尖峰抑制器的损耗会加大。
6 实验波形和效率曲线
6.1 实验参数
输入直流电压：320~360V
输出直流电压：100V
额定输出功率：2kVA
原、副边开关管IGBT：G40N60B3D
原边开关管并联电容：4nF
尖峰抑制器伏秒积：1×10-4Vs
饱和电感器伏秒积：3×10-4Vs
工作频率：46kHz
选择输入直流电压为320~360V，输出为100V的直流电压的原因是：220VAC整流即能得340VDC，当输入电压提高5倍，即为地铁电网电压1700V；100V输出相应提高5倍为500V，逆变基本上供380V交流负载用。
6.2 传统电路超前管、滞后管源漏极电压和驱动电压波形
图10为传统电路超前管Q1和滞后管Q4的波形。图中超前管Q1上的电压VQ1，滞后管Q4上的电压VQ4。右边为左边时基展开图。
图中滞后管Q4上的缺口是变压器漏感和开关管并联电容谐振引起的。可见，Q1和Q4开通时，VQ1、VQ4下降的形态是不一样的。图11给出了开通Q1和Q4时的情况，图中VGQ1、VGQ4为Q1、Q4管的栅极驱动电压波形。从图中可以看出，开通Q1管时，源漏极上的电压已经降为零，因此开通Q1管为软开关，而开通Q4管时，源漏极电压不为零的，因此开通Q4管为硬开通。
6.3 加电流箝位滞后管Q4源漏极电压和驱动电压波形
图12为副边电流箝位电路开关管Q1、Q4开通时的电压波形，电压比例同图11。左图为副边电流开关管箝位时的电压波形，右图为副边电流饱和电感器箝位时的电压波形。从图中可以看出，滞后管Q4在给开通信号时，其源漏极上的电压均已降为零，即实现了软开关，证明了副边电流箝位实现ZVS的可行性。显然克服了如图11所示的传统电路Q4管硬开通的缺点。
6.4 二极管上的电压波形
二极管上的电压Vd，二极管上的电流is1。右边为左边时基展开图，如图13所示。
从图中可以看出，由于加了尖峰抑制器和饱和电感器，二极管上的电压尖峰基本消除。这与第3节中的分析一致，见图9。
6.5 效率曲线
图14、图15为效率h 的曲线。从图中可以看出，采用了副边电流箝位电路后，由于超前桥臂和滞后桥臂在进行ZVS时，能同时利用励磁电流和负载电流，因而能在很宽的负载范围内进行ZVS，从而保证了在很宽的负载范围内效率较高。从图14、图15可看出，当负载从4A变化到20A，效率均在90%以上，且负载较大时，效率更高，如图中指示在负载大于7A时，效率高达94%左右，这对大功率DC/DC变换器来说，意义是很重大的。
从图中还可以看出，采用饱和电感器的效率要略高于采用开关管和尖峰抑制器，这主要是因为少用了2个开关器件的缘故。
7 结论
本文揭示了移相全桥变换器中滞后桥臂开关管ZVS条件难以满足的原因，指出了解决这一问题的诸多方法。论文特别研究了在副边采用开关管和饱和电感的两种方案。理论和实际都证明了这二种拓扑线路超前桥臂和滞后桥臂在进行ZVS时，均利用了励磁电流和负载电流，因而能在很宽的负载范围内进行ZVS。并且由于采用了尖峰抑制器和饱和电感器，很好地抑制了原、副边电流电压尖峰，提高了系统的可靠性，减少了电磁干扰。
对这2种拓扑线路进行了比较，发现采用饱和电感器的波形要好些，但是饱和电感器要求的伏秒积要远大于尖峰抑制器。也就是说，如果采用相同的磁性材料，采用相同的绕组，尖峰抑制器的磁心面积要比饱和电感器小，磁心损耗也会小。
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