摘要:摘要:分析了线性滤波器存在电感量L与最大工作电流imax、磁芯体积间的矛盾,提出了一种非线性滤波器结构。从磁路特性方面,分析了非线性滤波器在协调这三者之间的关系上的优点。
关键词:滤波;磁饱和;非线性;电流
0 引言
在电源电路中,滤波器应用十分广泛,它对于提高电源质量起到了重要的作用。在开关电源中也同样如此。开关电源的工作频率都较高,为了提高滤波质量,一般都使用由电感、电容组成的LC电路进行滤波。其滤波电感可以利用变压器漏感充当滤波电感,也可以是采用独立电感,包括单线圈滤波电感、耦合滤波电感、EMI共模滤波电感。滤波电感对电源输出电压的性能指标影响较大。提高电源性能的重点之一在于把握滤波电感的工作状态,选择合适的滤波电感器。
1 线性滤波电感的特点及其缺陷
常用的LC滤波器如图1所示。在LC滤波电路中,滤波电感器有两种工作模式:电流连续模式和电流断续模式。所谓电感电流连续模式,是指电感器中的滤波电流没有停留在零值的时间,如图2(a)中的实线所示。电流连续模式下输出纹波电流较小,对滤波电容的要求较低,所以应用较广。相反,在电感电流断续模式中,无输入脉冲电压期间,由于滤波电流下降过快,有一段时间滤波器中的电流为零。如图2(b)中的实线所示。实际应用中,滤波电感很少工作在电流断续模式[1]。
图1 LC滤波电路模型
(a)电流连续模式 (b)电流断续模式
图2 电感电流模式
若输入脉冲的占空比为D,在电流连续模式下,输出电压平均值为DUim。输出电流的平均值为(imax+imin)/2。输出电流的变化量为(imax-imin),其中imin>0。
电流连续模式和断续模式的临界电感量为
Lo=(1)
式中:f为输入脉冲电压的频率;
Io为输出平均电流。
工作于电流连续模式时,电感量L>Lo;工作于电流断续模式时,电感量L<Lo。
传统的滤波电感器属于线性电感,其电感量L值基本固定,有利于电路设计中参数计算。对于用闭合磁环制作的电感器,其结构如图3(a)所示。这一电感器的特点是电感量大。磁环电感的电感量计算式为
L=(2)
式中:μo为真空绝对磁导率;
μr为磁芯材料的相对磁导率;
A为圆环磁芯截面积;
l为圆环的平均磁路长度。
(a) (b) (c)
图3 闭磁路与开磁路电感器结构
线圈匝数N越多,电感量L值越大。但对于任何磁芯材料电感器,由磁路欧姆定律决定了线圈匝数N与滤波电流i的乘积受磁芯材料成份与尺寸的制约:
Nmaximax=BsA∑Rmk(3)
式中:Bs为最大磁导率;
Rmk为第k段磁路的磁阻。
若增加电感器绕组匝数N,允许流过的最大工作电流imax就会随之减小。当线圈中流过的电流增大到一定程度,磁芯进入磁饱和状态,电感量L值迅速下降,失去有效的滤波作用。图4曲线反映了最大滤波电流imax-线圈匝数N-电感量L三者之间的关系。
图4 电流—匝数—电感关系曲线
另外,在给定的脉冲输入电压和激磁时间t下,要使磁芯不进入磁饱和状态,由式(4)决定线圈匝数有一最小极限[2]。这一最少的线圈匝数与工作电流值无关,但匝数限制了最大允许的工作电流值imax。表1中的数据是对应Φ25普通磁环绕制电感时的参数组合。从表1中可见,这种滤波器可正常工作的滤波电流值很小。
Nmin=(4)
表1 Φ25磁环电感参数组合(A=45mm2,l=64mm,μr=2000)
条件 | Bs/T | Nmin/匝 | Lmin/mH | imax/A |
---|---|---|---|---|
f=50kHz,D=50%Ui-Uo=10V | 0.25 | 9 | 0.14 | 0.72 |
f=50kHz,D=50%Ui-Uo=20V | 0.25 | 18 | 0.57 | 0.35 |
f=100kHz,D=50%Ui-Uo=10V | 0.2 | 5.6 | 0.057 | 0.9 |
f=100kHz,D=50%Ui-Uo=20V | 0.2 | 11 | 0.22 | 0.45 |
闭合磁路电感器能获得较大的电感量,从上述分析可见,它在实际应用中的弊端也有十分明显。如大功率开关电源的输出电流较大,为了防止滤波器磁芯进入磁饱和状态,线圈的匝数N不能多,因而其电感量L值不会很大,甚至于难以工作于电流连续模式。滤波电流i、磁芯体积、线圈匝数N、电感量L值四者间存在矛盾,难以共同达到理想状态。
为了防止滤波电流较大时磁芯出现磁饱和,多数电感器采用开磁路磁芯,如图3(b)和(c)所示结构,依据式(5),用增大磁阻的办法增加电感器工作电流。但磁阻增加,电感量L会随之减小。另一方面,磁路开放程度过大时,如图3(c)结构容易辐射电磁干扰,不利于提高电磁兼容性要求。
imax==BsA(5)
2 非线性滤波电感
要解决滤波器最大工作电流imax大小与电感量L值间的矛盾,可以采用非线性滤波器,其滤波器磁芯基本结构如图5(a)所示。非线性滤波器的电感量L值随滤波电流i的增大而减小,如图6曲线(a)所示。即当电感线圈的滤波电流较小时,有较大的电感量L,在电路中使得滤波电流的变化率小,当滤波电流较大时,使电感器磁芯局部饱和,电感量L逐步减小,在电路中电流的变化率增大,如图6曲线(b)所示。在脉冲电压作用下,非线性滤波器中的,滤波电流变化曲线如图6(c)中的实线所示,实际分为线性与非线性两段,非线性部分的电流的变化量比较大,整条曲线工作于连续电流模式。
(a) (b) (c) (d)
图5 非线性电感器结构
(a) (b) (c)
图6 非线性滤波器特征曲线
另一种适用性更广的对称式非线性滤波器磁芯如图5(b)所示,在磁芯的中心磁柱设计有一契形凹口,契形凹口的开口尺寸δ值较小。当磁芯中的磁感应强度增大时,凹口处首先进入磁饱和状态。
这种滤波器在使用时,可以在磁环上绕两组匝数相等独立线圈,用作差模、共模双重滤波。控制线圈的绕向,使两组圈产生的共模电流磁场在圆环中同向闭合,形成共模滤波,如图5(c)所示。用作共模滤波时,是一个定值的EMI共模电感器,其电感量为:
LCMR=(6)
式中:N1是其中单绕组的匝数;
A1是磁环的截面积。
共模电感量LCMR比较大,用在开关电源的输出端口,可以阻止开关电源的寄生脉冲电压通过线路以共模形式传送,大大提高开关电源的电磁兼容性指标。在一些开关电源的设计中,只重视电源入口的共模滤波,忽视了电源出口的共模滤波,是造成电磁干扰的原因之一。
用作差模滤波时,是一个分段非线性差模电感器。其差模电流磁场过中间磁柱闭合,如图5(d)所示。随滤波电流的增大,凹口处首先出现磁饱和,增大了磁路的磁阻;由于凹口的形状,磁阻的增大存在一个渐变过程。差模滤波电感量Ld是变化的,在计算中,对非磁饱和、磁饱和两种状态分别处理。
当滤波电流较小时,磁路凹口尚未磁饱和,同一般的闭磁路结构,是一个线性电感器。其差模电感量为:
Ld=(7)
式中:N1是单组线圈的匝数;
A1是磁环的截面积;
A2是中心磁柱的截面积;
R是磁环外径;
r是磁环内径。
两组线圈各自独立,总差模电感量为2Ld。
当磁路的契形凹口处出现磁饱和后,差模电感量Ld随线圈电流增大而逐步减小,正常情况下可减小为
Ld′=(8)
与非饱和状态相比,磁芯凹口处磁饱和后,实质是磁路的磁阻显著增加,若取A2=A1,最多约增加μrδ/μs(R+r)倍。μs为磁芯材料饱和后的相对磁导率,此值很难准确标定,是一个不确定因素。非线性磁饱和是一个基本工作状态。在这类滤波电感的参数设计中,以电流连续模式为标准,先确定出所需的Ld值,再按非饱和状态式(7)计算线圈匝数N1。工作至凹口处磁饱和状态后,有效电感量会减小,但配合电路的脉宽调整,一般允许电感量减小。
同样以Φ25规格磁芯为例,中心磁柱截面积设计为40mm2,契形凹口的最大开口尺寸δ=3mm。设Ld≥0.14mH。磁路非饱和时的磁阻为
ΣRmk===4.9×105
按照式(7),电感器单个绕组的匝数为
N1=≈8匝
根据磁路的欧姆定律,磁路凹口处出现饱和的临界电流为:
Io=Bs=0.2A
凹口处完全磁饱和后的磁阻为
∑Rmk′==124.3×105
若将上式计算中磁芯材料饱和后的相对磁导率μs根据经验值取为10,依据式(3)得到滤波器最大工作电流为:
imax′=BsA2=0.25×40×10-6×=15A
上式说明滤波电流在15A以下工作时,主磁路部分仍处于非饱和状态。这对于大电流输出的开关电源输出口滤波十分有利。
4 结语
从上面的分析和计算可知,本文所讨论的非线性滤波电感的结构是介于闭磁路与开磁路之间。它至少有3点好处:第一,在限的绕组匝数下,即能获得大电感量L值,又能在主磁路非磁饱和下工作于大电流状态,特别适用于输出功率不断变化的开关电源的输出滤波;第二,只使用一只滤波器可以同时实现共模、差模双重滤波;第三,在预定磁饱和点饱和后,辐射磁场被限制在很小的一个辐射空间中,最大程度地抑制了电磁干扰。按照这一结构,在实际的开关电源中进行模拟试验,其滤波效果十分显著,对传导噪声的抑制效果良好