电容C310(隔直电容)耦合至Q303基极,与此同时变压器11-12脚的绕组输出的方波脉冲经D306整流,C312滤波建立了一取样电压En经R304,VR301,R305分压加至Q301基极,使 Q301集电极上保持与其有关的直流电压,再经R30准,R309分压加至Q302基极,因此Q302基极加有一直流电压并叠加上锯齿波电压,Q302,Q303是开关频率控制电路,它工作在两个状态,一是一齐导通,二是一齐截止,在Q304截止期间,T301的10-9脚绕组感应得到的方波脉冲电压是10脚为正,此电压经D307整流在C314上充有电荷.在Q304导通期间在R313上的锯齿波电压使 Q303导通后,C314上的电压加到Q304的基极与发射极之间,使Q 304趋向截止,Q304截止后导通期间脉冲变压器所储存的能量通过次级绕组开始释放,经变压器耦合使 D320导通,C321滤波输出获得稳定的直流输出电压.当次级绕组能量释放至很小时,初次级电路均不导通,电路处在高阻状态,初级绕组电感与分布电容C组成的并联谐振电路产生谐振,谐振所产生的感应电压经脉冲变压器的反馈绕组(10-9脚)又使Q304基极有正电位而导通,从而进入饱和导通状态,开关电路进入下一个新的振荡周期.
稳压控制过程:当输出直流电压上升时,相应的取样电压即电容C312上的电压变上升,经R304,VR301,R305分压,使 Q301的基极电位上升,经Q301比较放大,使Q302的基极直流电位下降,Q302基极是直流误差电压与锯齿波电压的相加,由于Q302基极上的直流误差电压下降,PNP型晶体管Q302更容易进入导通,也就是锯齿波电压的幅值较小时,就引起Q302的导通,这一锯齿波与Q304集电极的线性上升电流有关,即Q304集电极电流上升较小值 ,就导致Q302的导通,又使Q303基极电位上升而导通,电容314电压加至Q304的b-e结,使Q304截止.
以上过程使Q304导通时间Tc减少,开关振荡频率升高,输出直流电压值与Tc成正比,Tc减少,最后引起输出直流电压下降,达到稳压的目的.
晶体管高频宽带放大器
在高频状态下工作的晶体管有以下特点：
1、由于制造工艺的原因，在高频工作状态下晶体管的β值不能做得很高，工作频率每增加一倍，β值就减少6db。
2、在高频状态下管子的引线电感不可忽略，它对放大器工作频段的高端增益有严重的影响。
3、晶体管的输出电容（结电容）在高频状态下也是一个不可忽略的参数，它对放大器工作频段的高端增益也具有严重的影响。
为此，在高频工作状态下的晶体管放大电路必须要对工作频段的高端进行补偿。图W-1是一宽带高频放大器的典型工作电路，L1是BG的负载，如果它选择适当，它和警惕管内的输出电容C0组成并联谐振回路，且使得它的谐振频率在工作频段的高端，这样在频率的高端区的增益将会得到提升。
在高频状态下，管子的各引线脚相当于一个电感，加入电容C4，这个电容和基极--射极之间的引线电感并联组成一个并联谐振电路，且也使它谐振于频段的高端，这样也使工作频段的高端增益得到了提升，另外，由于它属于输入回路，所以调节C4可改变放大器的高端增益和匹配。
在此放大器中L2、W、C6组成了一个负反馈电路，在频率的低端，L2呈现较低的阻抗，而在频率的高端它呈现较高的阻抗，这样一来就相对地提高了工作频段高端的增益。调整W可改变中间频段的增益，改善放大器的平坦度。
C5是一个高频提升电容，此电容的容量较小，它对高端频段的信号阻抗小，从而减少了放大器的电流负反馈量，提高了高端的增益。
经过这些补偿后，在整个工作频段，放大器的增益变得均匀了，图W-2是放大器的幅频特性曲线，蓝线所表示的特性线是未加补偿的情况，红线是加了补偿后的情况．
视频钳位电路
在模拟信号中包含有交流分量和直流分量，当信号通过交流放大器处理时，由于放大器存在耦合电容，所以信号在通过这些耦合电容时会丢失直流分量，对于音频信号来说，直流分量对我们没多大意义，丢失了也没关系，但对于视频信号来说则不同。当视频信号丢失了直流分量后，图象的黑电平（即同步电平）将不能固定在同一电平上，同步头将随图象信号的内容产生变化，如图Q-1所示，从图中可见，同步头不能对齐。为了使同步头对齐（同步头固定在一条电平线上），使之不受图象内容的影响，必须要恢复它丢失的直流分量，这就用到钳位电路，电路如图Q-2。
当输入信号在同步脉冲作用期间，信号加在D1两端使D1正偏而导通，b点电位等于C点电位（C点电位是由R2、W、D2-D4、R3分压所得）。同时C1被充电，因D1的导通使其充电时间常数

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