摘要：介绍了10kW全桥移相ZVSPWM直流整流模块主电路和控制电路的设计，给出了主变压器和谐振电感的参数计算，最后给出了实验波形。

0    引言

        在大型发电厂中，由于需要的直流负荷比较大，蓄电池的容量通常都在2000A·h以上。若采用常规的10A或20A的开关整流模块，一般需要20个或10个以上的模块并联，并联数过多，对模块之间的均流会带来一定的影响，而且可靠性并不随着模块并联数的增加而增加，一般并联数最好在10个以下。目前，在电厂中大容量的直流充电电源采用相控电源的比较多，因此，很有必要开发针对电厂用户的大容量开关整流充电电源。本文介绍的10kW全桥移相ZVSPWM整流模块正是考虑了这种要求，它采用了加钳位二极管的ZVS－FBPWM直流变换技术，控制电路采用UC3879专用全桥移相控制芯片，同时在轻载时采用了降低开关频率等技术，具有重量轻，效率高等优点。

1整流模块主电路设计与参数计算

    整流模块的主电路原理框图如图1所示，由输入EMI滤波器，整流滤波，ZVS全桥变换器，输出整流滤波和输出EMI滤波器等组成。

图1    主电路原理框图

    图1中由开关管S₁～S₄，钳位二极管D₁及D₂，谐振电感L_r，隔直电容C_b，主变压器T₁以及吸收电阻和电容等组成全桥移相ZVS变换器，其中S₁及S₃为超前管，S₂及S₄为滞后管。S₁（S₃）超前S4(S₂)一定的角度，即移相角。S₁～S₄采用IGBT单管并联组成，开关频率为25kHz左右。

1.1    变压器参数的设计

    由于设计的全桥移相ZVSPWM整流模块的最大输出功率接近10kW，若采用常规的铁氧体磁芯，由于功率比较大，磁芯不太好选择，实际设计中磁芯采用了超微晶磁环。和铁氧体相比，超微晶材质具有较高的饱和磁密（可达1.2～1.6T）和较低损耗和优良的温度稳定性等优点，非常适宜用作大功率开关电源的主变压器的磁芯。

    本模块的输入输出指标为输入304～456V，输出198～286V/35A。

    1）直流母线的最低电压V_dmin

    V_dmin≈V_inmin×1.35=410.4V（1）

式中：V_inmin为三相输入电压最低值304V。

    2）变压器副边的最低电压V_2min

    V_2min=(V_omax＋V_D＋V_r)/D_max=(286＋3＋2)/0.95=306.3V（2）

式中：V_omax为模块输出电压最高值，取为286V；

      V_D为整流二极管的压降，取为3V；

      V_r为变压器副边绕组内阻压降和线路压降，取为2V；

      D_max为最大占空比,取为0.95。

    3）变压器的变比n

    n=V_dmin/V_2min=410.4/306.3=1.33

    实际变压器原边取为21匝，副边为16匝，变比为21/16=1.3125。

1.2    谐振电感L_r参数的设计

    在全桥移相ZVS变换器中，在超前管S₁(S₃)的开关过程中，由于输出滤波电感L₁与谐振电感L_r是串联的，而L₁和谐振电感相比一般比较大，因此超前管很容易实现ZVS；而在滞后管S₂(S₄)的开关过程中，由于变压器副边是短路的，此时依靠谐振电感L_r的能量来实现ZVS，因此滞后管实现ZVS比较困难，一般设计在1/3满载负载以上实现零电压开关。

    L_r=8C_mosV_dmax²/3I₁²[2]（3）

式中：C_mos为开关管漏源极电容（包括外并电容），实际中取为3300pF；

      V_dmax为直流母线电压的最大值，取为

    1.35×456=615.6V；

      I₁为滞后臂开关管关断时原边电流。

    I₁=(I_omax/3＋ΔI_1f/2)/n（4）

式中：I_omax为输出电流最大值，取为35A；

            ΔI_1f为允许输出电感电流的脉动值，取为0.2×35=7.0A。

    由以上数据计算可得L_r=24.7μH。

2    控制电路设计

    控制电路采用了专用移相控制器件UC3879，原理框图如图2所示。

图2    控制电路框图

    图2中I_SET为电流限流设定值，V_SET为电压设定值，分别由微处理器产生；I_O为输出电流值，V_FB为输出电压反馈值；SHT为故障关机信号，I_PR为原边电流采样值。

    UC3879采用电流型PWM控制方式，把变压器原边电流引入到芯片内部，提高了模块的瞬态响应速度。UC3879输出的OA，OB，OC，OD4路信号再通过TLP250光耦组成了驱动电路，分别驱动S₁～S₄ 4组开关管。OA/OB，OC/OD相位互补，OA(OB)分别超前OC(OD)一定的移相角。

    由于本全桥移相开关管采用IGBT，电流关断时存在拖尾现象，开关管两端并联的电容比较大，导致空载损耗比较大。因此，在设计中采用了模块轻载时降低开关频率的方法，即在输出电流<0.5A时，使开关频率适当降低；而当输出电流>0.5A时，使模块开关频率恢复正常值。降频的实际电路如图3所示，IO′为输出电流值，IREF为设置的电流阈值。当输出电流超过设置的电流阈值时，Q1导通，UC3879的振荡电阻变为R28和R17(R17见图2)并联；而当输出电流小于设置的电流阈值时，Q1关断，UC3879的振荡电阻为R17。

图3    降频控制电路

    实测样机在交流输入440V时，不降频的情况下，空载损耗有220W左右，而采用降频控制技术后，空载损耗只有130W左右。

3    实验结果

    按照上述设计思想制作了2台试验样机，表1为其中一台实测的效率数据。

表1    实测效率

    输入电压380V，输出电压240V。

    图4为2A负载时超前管S1的驱动波形（CH1）和漏源极波形(CH2)；

    图5为2A负载时滞后管S2的驱动波形（CH2）和漏源极波形(CH1),从图5可以看出滞后管还没有实现ZVS；

    图6为15A负载时滞后管S2的驱动波形（CH2）和漏源极波形(CH1),从图6可以看到滞后管已实现ZVS；

    图7为35A负载时变压器的原边波形(20A/div)。

图4    2A负载时S₁驱动波形与漏源极波形

图5    2A负载时S₂驱动波形与漏源极波形

图6    15A负载时S₂驱动波形与漏源极波形

图7    35A负载时变压器原边电流波形

4    结语

    本文介绍的全桥移相ZVSPWM整流模块的开关管实现了ZVS，输出240V、35A时效率达到

93.4％；而且由于采用了轻载变频的技术，使得空载损耗大为降低，具有广泛的应用前景。