摘要：主电路采用全桥变换拓扑形式，控制电路以UC3825集成控制芯片为核心设计了36V/30A镍氢电池充电电源。为满足充电特性的要求，设计了恒压限流电路及PI调节电路，从而提高了电源的稳态性能和动态性能。设计的过流、过压保护电路，有效地提高了电源的可靠性。
0 引言
高频开关电源由于具有更高的效率、更小的体积和重量以及更快的动态响应，而被广泛地应用在各种领域。镍氢电池是性能优异的绿色环保产品，是电池发展的新潮流，需求前景十分看好。本文介绍的充电电源就是针对一种机器人使用的大容量镍氢电池设计的，具体要求如下：
输入电压 AC 220（1±10％）V，50Hz（45～60Hz）；
输出电压 DC 36V；
输出电流 30A；
最大输出功率 1080W；
效率 >85％；
负载调整率 <±0.5％。
为满足设计要求，功率管选用MOSFET，基于峰值电流控制模式，设计了36V/30A全桥拓扑结构镍氢电池充电电源。
1 主电路和驱动电路
主电路设计中，首先要确定主电路的拓扑形式。因为全桥结构功率管电压应力较小，因此采取该拓扑形式。此外，为防止合闸时电流冲击，设计了合闸电流限制电路。为使功率管可靠地工作，驱动电路必须有良好的驱动能力。
1.1 主电路拓扑
主电路如图1所示，功率开关管S1～S4组成逆变桥，S1、S4和S2、S3由驱动电路以PWM方式控制而交替通断,将直流输入电压VDC变换成高频方波交流电压。变压器副边电压经全桥整流、Lf及Cf滤波后，输出稳定的直流电压。
图1 主电路图
由于S1、S4和S2、S3的导通时间不可能完全一致，因此变压器会出现偏磁现象，致使铁心饱和，破坏了电路的正常工作，甚至引发故障。为此在高频变压器一次侧串入隔直电容C，以防止偏磁现象的发生。C值由式（1）决定。
C=
（1）
fR=0.1fs（2）
式中：Lf输出滤波电感；
n是变压器原副边匝数比；
fs是功率管的开关频率。
当一组功率管（例如S1和S4）导通时,截止功率管（S2和S3）上施加的电压为输入电压VDC。为减小功率管上的电压应力，改善开关管的工作环境，在每个开关管上并联了RC关断缓冲电路，限制了开关管的电压上升率dv/dt，改变了其关断时的开关轨迹，确保了功率管在其反偏安全工作区运行。功率管的关断损耗大部分转移到缓冲电路中，改善了其工作环境。缓冲电路R及C参数的选择，应保证在功率管开通过程中，C放电完毕，一般取RC=（1/3～1/5）ton（ton为功率管的开通时间）。
1.2 合闸电流限制电路
合闸冲击电流限制电路，采用限流电阻与SCR并联电路。合闸时，输入电压经过限流电阻向滤波电容充电。当电容电压到达一定值时，逆变电路开始工作。在高频变压器上附加绕组输出电压经整流后，输出控制信号，触发SCR的导通，限流电阻被短接。此种限流电路结构简单，并且即时响应，没有延时。限流电阻值太小，合闸时电流过大，电阻消耗功率很大；限流电阻值太大，充电缓慢。一般情况下，限流电阻的阻值应能保证合闸电流为电路稳定工作电流的8～10倍。
1.3 驱动电路
驱动电路采用变压器耦合的驱动方式，变压器副边接成互补推挽功率放大电路，增大了驱动能力。因为在全桥电路结构中，对管的驱动脉冲应该相同，所以变压器采用单路输入双路输出形式，如图2所示。
图2 驱动电路
在图2中，电阻R1与R2组成了箝位网络，保证了输出脉冲的电平，R3用来抑制寄生振荡。与其它驱动电路形式相比，该驱动电路不需要过多的辅助电源，结构简单、易于实现。
2 控制电路
控制电路主要包括恒压限流电路和保护电路。为解决峰值电流控制模式自身存在的缺点，设计了斜波补偿电路，合理设计斜波补偿电路的参数，也有助于抑制偏磁现象。
2.1 恒压限流电路
电路如图3所示，A1和A2是两个运算放大器，Vref是基准电压，VV和VI分别是反馈电压和反馈电流信号。其工作原理是：当负载电流还没有达到Viref值时，运放A1处于调节状态，A2输出高电平，二极管D反向截止，此时误差放大器的输出只受A1控制，处于恒压调节过程。当VV>VVref时，误差放大器的输出低电平，当VV<VVref时，误差放大器的输出高电平。当反馈电流等于Viref时且输出反馈电压等于VVref，两个运放同时起作用。当反馈电流大于Viref值时，输出反馈电压必然小于VVref，A1输出高电平，而A2处于调节状态。因为A2优先级比A1高，达到了限流的目的。
图3 恒压限流电路
2.2 PI调节器参数的设计
在恒压限流电路中，必然涉及PI调节器参数的确定。采用超前—滞后补偿方式。在低频增加一个积分环节，也就是有一个－20dB/oc的衰减。使稳态无静差；中频以－20dB/oc穿越剪切频率，使系统有足够的稳定裕度；高频以－40dB/oc衰减，使高频信号被迅速地衰减。
3个点的设计如下：
1）零点f1 将零点配置在输出滤波器最低极点频率或以下，以补偿滤波器极点引起的滞后。这种补偿的实质是减少误差放大器零点与极点间的相位滞后量。
f1=
（3）
2）极点f2 极点用以抵消输出滤波电容ESR引起的零点作用。极点频率应在零点频率附近。
f2=
（4）
3）剪切点f3 也就是闭环的穿越频率，它应该小于开关频率的1/5。设控制到输出特性增益为GDC，系统输出极点频率为fo。
20lg
=20lg
－GDC（5）
以上有三个等式构成的方程组，但是存在4个未知数。在实际的参数确定过程中，要先确定其中的一个参数，再确定其它的参数。为保证数值的合理性，要注意电阻与电容的搭配问题。通过PSPICE,SABER等仿真工具，进行模拟，可以减少计算量，得到合理的数值。最终选择的参数是：C1=1μF，C2=22nF，R1=16kΩ，R2=18kΩ。
2.3 保护电路
此电路用于实现过流保护和过压保护，由于过压保护与过流保护电路结构完全相同，仅取一个单元来说明，其电路如图4所示。当发生过压（或过流）时，即VVf>VVref，运放A3输出高电平。从图4可以看出，该电路为正反馈电路，通过Rv2和Dv1支路，将高电平状态保持。同时运放输出到UC3825的限流保护端，锁住输出脉冲，达到保护功能。Dv1的作用是当出现过压时，此信号被保持，保护电路起作用。只有断电以后，此信号才被复位，电路正常工作。
图4 保护电路
2.4 斜波补偿
图5示出斜坡补偿电路。T1是电流互感器，接在变压器副边绕组，经D1～D4整流后在R1上得到对应的电压，再经过C1、R2、C2滤波，滤去初级电流Ip中的前沿尖峰，避免误动作。再经过Ri与经过Rb和Cb的CT信号合成，输入到脚V/I，叠加斜坡补偿信号到初级的电流波形，Ri及Rb值的比例决定了所加的斜坡补偿量。电容Cb是交流耦合电容，隔离了直流分量使CT的交流分量耦合到Ri。
图5 斜坡补偿电路
斜坡补偿设计步骤如下：
1）计算电感电流的下降沿 m2=di/dt=Vout/L（A/s）；
2）计算反映到初级的电感电流下降沿 m2′=m2/n（n为高频变压器的匝比）；
3）计算初级测得的下降沿坡度Vm2=m2′RSENSE（V/s）；
4）计算CT充电时的坡度 d(Vosc)=Vosc/ton（V/s）
应用叠加定理求斜坡补偿后电流输入端电压。斜坡补偿后加到芯片电流输入端的电压为
VRAMP=
（6）
5）计算斜坡补偿值斜坡补偿电压VCOMP为
VCOMP=
（7）
式中：M为补偿比例，应大于0.5，一般取0.75～1。
取补偿比例M=0.99，Ri=4.7kΩ，经计算得Rb=16kΩ
3 实验结果分析
驱动电路脉冲波形如图6所示，其中开关频率f=25kHz，tr=0.423μs，tf=0.804μs，Vgs=15.23V。上升沿和下降沿比较陡峭，驱动电平适中，符合要求，有良好的驱动能力。
V：5V/格 t:10μs/格
图6 驱动电路脉冲波形
如图7(a)所示，轻载时开关管漏源电压波形对称，不存在偏磁现象。当加载到一定程度时，开关管漏源电压波形出现不对称，说明同一桥臂的开关管导通不对称，从而出现偏磁现象。经分析，是由于斜波补偿不够导致，增大补偿量，偏磁现象得到明显抑制，开关管漏源电压波形基本对称，如图7(b)所示。
V：50V/格 t:10μs/格
（a）轻载时
V：50V/格 t:10μs/格
（b）满载时
图7 MOSFET漏源间的电压波形
图8为合闸冲击电流限流电阻两端的电压波形，当SCR未起作用时，电压开始缓慢上升，充电结束后，电位跌至零,如图8(a)所示；当SCR起作用时，电压在开始很短的时间内有一个很小的幅值，这是SCR导通的过程，此后电压为零，整个过程电压几乎保持水平，说明合闸时电路电流比较小，如图8(b)所示。
V：50V/格 t:10μs/格
（a）SCR未起作用时
V：50V/格 t:10μs/格
（b）SCR工作时
图8 限流电阻两端的电压波形
当满载运行时，即36V/30A输出时，输出电压纹波为1.327V，电源效率η=86.2％。当轻载运行时，输出电压纹波为0.223V，电源效率η=54.6％。当交流输入电压上下浮动10％时，输出电压浮动0.04V，基本不变，说明电源的负载调整率和电压调整率都很小。
4结语
实验结果表明，设计的36V/30A电源，输出电压纹波较小，满载时电源效率较高，电网电压浮动时，电源能正常工作，应用在镍氢电池充电，达到了良好的效果。为改善电源的动态响应，减小电源的静态误差，PI调节和斜波补偿的设计显得尤为重要。
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