设计人员都知道，在数字电路的设计中要尽量避免逻辑电路的“竞争”和“冒险”。同样地，在模拟电路的设计中，那些在稳态下非常可靠的设计，仍然会在一些过渡过程中出现问题。本文主要分析了在上电过程中电路可能出现的一些情况和它们的成因，设计人员应该在设计时就采取一些必要的方法来杜绝这些潜在的隐患，以加快产品的设计周期，提高产品质量。

 

图1 MAX1567输出4V的升压电路

 

 

 

图2 一个实际的故障报警控制电路

 

 

 

 

 

 

 

 

 

图3 上电速率较快时A点和B点的波形

 

 

 

 

 

 

图4 上电速率稍慢时A点和B点的波形

开关打开和热插拔

瞬间出现的问题

在使用MAX1567设计数码相机的电源时，有位工程师曾抱怨说MAX1567的输出能力太差。当给一个100mA的负载供电的开关打开时，MAX1567的输出就由于供电能力不足而导致输出电压下降，同时，MAX1567有欠压保护功能，当电压跌落到门限电压以下时，MAX1567认为有故障而进入保护状态，因此该电路总是在电源上电完成、即将开始工作时自动关闭。但是MAX1567的规格表上很明确地给出了这一路的输出电流可以高达500mA，问题出在哪里呢？图1是这一4V马达供电的局部电路图，升压变换器的设计没有问题，问题出在作为上电控制开关的PMOSFET的输出端有一个10F的电容。电路设计中经常会使用一些陶瓷电容作输入输出电源滤波，但是在这个电源设计中，原来的升压电路输出电容是10F，当开关在极短的时间内打开时，由于电容两端电压不能瞬变，升压变换器的响应速度又没有这么快，结果由于两个电容上的电荷重新分配而造成电压跌落，输出电压Vout=(10F×4V)/(10F+10F)=2V。此电压低于MAX1567的输出欠压保护门限2.5V，因而导致MAX1567保护。

在便携手持设备的设计中，经常会用一些MOSFET开关来做系统电源管理，以达到尽可能长的电池供电时间。从上面的例子可知，如果开关输出端有电容，那么开关高速打开时会造成输入电压跌落，轻则导致系统的复位，重则导致系统崩溃。虽然有一些电子开关具有限流和短路功能，比如RT9701，但是限流值有很大的容差，有时远远超出电源的输出电流。因此在设计时要注意打开开关的速率，尽量减慢MOSFET的栅极驱动速度。通常利用RC来降低栅极电压的上升速度，进一步减慢MOSFET开关的打开速度。

在另外一些应用场合，如笔记本电脑的充电电路设计中，并没有这样的开关存在，但也可能遇到此类问题。这是由于用MAX1908设计的充电电路的输出有一个比较大的电容，当电池包插入时电池两端会瞬间短路，造成电池包内部保护电路动作而断开了电池的输出，电池包进入保护状态。这种情况下必须去掉这个大电容。或者再增加一个MOSFET开关，在热插拔时断开电池包与此输出电容的连接。

 

上电速率不同造成的影响

现在的多电源供电中，除了CPU、DSP和ASIC对电源的上电次序有要求之外，上电速率也是很重要的问题。即使在普通的数字电路中，上电速率的不同也会造成意想不到的后果。一个实际的故障报警控制电路如图2所示，7WZ14非门的输出作为D触发器CK输入的门控，+3_PWROK输出高电平后，A点输出低电平，从而阻止报警信号HW_FAILSAFE#通过D触发器送给CPU。从逻辑上看这个电路没有问题，但是在实际工作时却发现会误报警而导致CPU关断整个系统。

在正常上电工作的情况下，如图3所示，+3_PWROK的上升速率比+5VSUS慢，+3_PWROK总是比+5VSUS低1.5V以下，因此A的输出在上电过程中一直是高电平，一直到+3_PWROK升到3V时，A点变为低电平。由于上电过程中MOSFET Q63一直被打开，它送给D触发器CK的波形最高不超过1.4V，D触发器不会认为有时钟脉冲输入。

但是在5V电源上电速率稍微变慢的情况下，如图4所示，A点输出一直是低电平，直到+5VSUS升到很高的情况下才输出一个高脉冲。由于此时C点的电平已处于上电时的最高点1.4V左右，在Q63高速打开的情况下，B点的电压会产生一个过冲，最高点高达2.6V。D触发器的CK就会认为这是一个有效的脉冲输入，导致输出端出现一个不希望看到的高电平脉冲，CPU检测到此信号后认为有故障就会关断所有电源。

上电速率的变化往往只是由于电源输出电容容量的变化或负载在上电时吸收的电流有变化造成的，因此在设计电源电路的时候，要仔细考虑相关参数的影响。在成本允许的情况下，尽量采用上电次序/跟踪控制器，比如简单的MAX6820, 功能完全的MAX6876等，以杜绝潜在的隐患。

 

DC/DC变换器启动浪涌电流

DC/DC电源电路在开始工作时，由于输出电容和负载的存在，必然有一个输出电压从零上升的过程，即启动过程。很多的DC/DC变换器在启动时，由于开关一直处于打开状态，会导致一个很大的输入电流。某用于并联手机背光WLED驱动芯片在稳态时只需要80mA的输入电流，但是在启动时会产生高达800mA的电流。由于持续时间有30s，如果用输入电容来平滑，即使采用100F的电容，压降仍有0.24V。如果这么大的浪涌电流都从手机电池中来，那么，在电池内阻Rs一定的情况下，浪涌电流造成的影响会是电池输出电压下降，下降幅度V=IpeakRs，造成的后果是手机在电池电压较低的情况下，收到来电或准备打电话时，一打开背光灯就会关机。这种情况在手机电池使用一段时间，电池内阻增大后特别明显。另外，即使在正常使用下，脉动电流要比平均值一样的稳恒电流消耗更多的电能，这是因为功耗P=I2Rs，而 I2high+I2low>[(Ihigh +Ilow)/2]2。因此在设计时，要尽量采用具有软启动功能的变换器，如MAX1573，它能够消除启动时的输入浪涌电流。

在实际的设计中，更加要避免的是直接用PWM信号来开关没有软启动功能的DC/DC变换器，利用PWM的占空比来调节WLED驱动器的工作/不工作时间比来调节背光的亮度。设计工程师这样设计的初衷是为了尽可能地选用廉价的WLED驱动器以降低成本，但是，由于没有采用有软启动功能的驱动器，为了要达到同样的通话时间，就势必要增加电池的容量。从总体上来说，这样并没有在成本上带来好处，相反，不利的影响却很多。既缩短了电池的寿命，减少了手机的通话时间，浪涌电流带来的EMI还会影响到其他电路的工作。因此，均匀地调节输出电流应该是首选方案。很多的WLED驱动IC都可以直接接收PWM信号输入来均匀地改变输出电流，并不需要增加外部的元件，如MAX1848、MAX1573等。

 

结语