本文针对升压转换器介绍一种新型式的输出稳压技术，它不但节省电路板面积，就算输入电压高于输出电压，它也能提供良好的稳压效果。这种新技术不用低压降之线性稳压器就能完成降压转换，它也不像是SEPIC或其它非反相升-降压 (buck-boost) 转换器需要额外的电感或电容。这种概念是以PMOS同步整流器的后-闸极 (back-gate) 控制为基础，它能避免电路在降压模式工作时，基底二极管 (substrate diode) 出现顺向偏压。这颗转换器采用10只接脚的MSOP封装，它只需要一颗外接电感和电容，就能提供1.8 V至5.5 V的稳压输出，输出电流最高200 mA。连续升压模式的转换效率超过85%，最高甚至达到95%，降压模式的效率则通常在55%和75%之间。新型式的转换器还提供可选用的省电模式，来达成在轻载情况下更高的转换效率。

介绍
为了延长电池寿命同时减少高度整合之系统的散热问题，今日的电池供电型式之可携式电子产品需要高效率的电源供应解决方案；除此之外，这类电源还必须在一颗或多颗电池所供应的宽广输入电压范围内，提供稳定不变的输出电压。

举例来说，对于使用两颗碱性电池、镍镉电池或镍氢电池的系统，可以假设其所需的供应电压为2.8 V。新的碱性电池通常能提供1.6 V至1.65 V的电压，在将两颗电池串联的双电池应用中，这表示总电压可达3.3 V。图1是升压转换电路在未接负载和大约33 Ω电阻性负载条件下，串联至输入端的两颗碱性电池的放电情形，从图中可看出至少在90%的电池供电时间内，电池电压会低于2.8 V。升压转换器是此区域内的最佳选择，但由于新电池的供应电压最高达到3.3 V，因此若采用标准升压转换器，将无法在此条件下产生正确的输出电压。

图1：两颗碱性电池串联至升压转换器输入端所得到的放电曲线

　

想要产生应用所需的2.8 V输出电压，可能方法之一是使用SEPIC或是Cuk之类的升-降压 (buck-boost) 转换器，它们会先提供降压转换，等到每颗电池的电压都低于1.5 V额定电压，就改用升压转换，直到电池输出电压小于转换器所能接受的最低输入电压，这种电路的主要缺点是它们至少需要两个电感和一个额外电容。

升-降压 (buck-boost) 转换器的输出功率为：
P_out = I_{L, peak} × V_peak × D × (1 – D)-----------(1)

其中IL, peak是电感的峰值电流，Vpeak= Vout + Vin，D是负载周期，当D = 0.5和Vout = Vin时，即可得到最大输出功率Pout = Pout.max。

对于升压转换器，输出功率等于：
P_out = I_{L, peak} × V_peak × (1 – D)----------- (2)

当D = 1时，Pout = Pout.max，Vout = Vin。从公式 (1) 和 (2) 可得知升压转换器的Pout. max = I_{L, peak}V_peak，升-降压转换器则为Pout.max = 0.25I_{L, peak}V_peak。这表示对于同样的限制因素I_{L, peak}以及V_peak，升-降压压转换器所能提供的最大输出功率只有升压转换器的四分之一。

另一种方法是使用低压降之线性稳压器 (LDO)，并在其前端增加升压转换电路，由它提供适当的输入电压给LDO，该输入电压在整个电池供电时间内至少应等于LDO的输出电压 (此处为2.8 V) 再加上LDO正常操作所需的最小电压降 (dropout voltage)。等到电池的电压减少至2.8 V以下，就改用简单的升压转换器，此时它变成是较有效率的解决方案。

本文介绍一种新型式的的升压转换器，它就算输入电压高于输出电压，也能透过同步整流器和负载周期的控制来提供额定的稳压输出，不必另外增加电感或电容，也不需要使用低压降之线性稳压器。

本文内容如下：第二段是电路架构和不同工作模式的说明，第三段介绍控制方式，第四段提供芯片实作的量测结果，第五段则是最后的总结评论。

电路架构
这种升压转换器的电路架构如图2所示，虚线方块是整合至芯片的部份，它是这种升压转换器的标准架构，其中有同步整流器、后-闸极 (back-gate)控制以及MOS开关的电压模式控制单元。

我们在同步整流器中使用了低耗损的PMOS功率晶体，它的后-闸极能在Vout和SW电路接点之间切换。在电源刚激活的Vin ≧ Vout阶段，后闸极会连接至SW接点，PMOS则像电流源，用来将Cout充电至Vin左右。假设Vout, nom为额定输出电压，若Vin < Vout.nom，转换器会切换至升压模式，等到Vin ≧ Vout.nom后，电路就开始在降压模式工作。

　

图2：内建降压转换功能的升压转换器方块图

■A. 升压模式
在升压模式下，PMOS开关晶体管的后-闸极是连接至Vout，它的闸极则会在NMOS导通期间ton的电压Vout以及NMOS截止期间toff的0 V之间切换。在开关晶体管为理想组件的假设下，升压转换器的负载周期公式为：

D=Vout-Vin/Vout----------------(3)
　

图3：转换器在升压模式下的电路图

　

图3是升压模式的等效电路，此升压转换器的平均电感电流为：

I_L,avg=Iout/1-D----------------(4)

　

图4：连续模式和省电模式分界点上的电感电流值

若如图4所示，电感电流的最小值刚好等于零，则其峰值为：

I_L(to+ton)=1/L x Vin x ton----------------(5)

在这些条件下，一个时脉周期内的平均电感电流等于：

I_{L,avg(border)}=1/2L x Vin x ton----------------(6)

当负载较小时，电感上的电流可能变成负值，因此为了避免电流在某些时间内从输出端经由PMOS功率晶体和电感回流至Vin，电路激活后只要Vout在可接受的误差范围内，转换器就会在省电模式工作。这表示与其在效率较低的不连续模式下操作，转换器会进入闲置状态，此时NMOS和PMOS都处于截止状态，大多数功能方块的电源也被切断，这能节省电力消耗，进而提升转换器的工作效率，等到输出电压下降至预设的Vout.low电压值，转换器就会重新开始工作。根据公式(4) 和 (6)，省电模式的工作条件可表示成：

----------------(7)
　

■B. 降压模式
降压模式的工作条件可简单表示成：

Vin≥Vout----------------(8)

图5：降压模式下的转换器电路图

　

在激活阶段，只要Vout尚未达到其额定值，就必须将降压模式关闭。图5是降压模式的等效电路，注意当NMOS截止时，若PMOS就像在标准升压模式一样的进入导通状态，那么SW接点上的电压就等于Vout，电感两端也会出现Vin – Vout的正电压降，电感电流也因此会增加ΔI_L = L × (Vin – Vout)，这表示I_L在NMOS导通和截止时都会增加，PWM模式直流转换器的伏特-秒 (volt-seconds) 在这两种状态下必须相等条件也因此被打破。在这些条件下，电感电流会继续增加直到Vout ≧ Vin。

因此在设计电路时，必须确保PMOS开关在降压模式下永远处于截止状态。要做到这一点，PMOS闸极电压会如图5所示的被箝位至Vin，这样当闸极电压像在升压模式一样的被设为Vout而让PMOS进入截止状态后，只要Vin电压值高于Vout再加上PMOS的临界电压VT.p，这颗晶体管就会进入导通状态。

在降压模式下，PMOS晶体管的后-闸极接脚BG不会像升压模式一样的连接至Vout，因为后-闸极二极管会在Vin – Vout > Vd时进入顺向偏压状态，其中Vd是二极管的顺向电压，其值约为0.7 V。后-闸极控制电路现在将PMOS后-闸极和Vout的连接切断，确保后-闸极二极管不会进入顺向偏压状态。当NMOS开关在降压模式下导通时，PMOS的后-闸极会经由另一颗小型PMOS组件 (M3) 连接至Vout。图6是后-闸极控制电路中，开关组件的可能实作方式之一，它是由两颗做为开关的功率晶体组成，功率晶体M1会在Vout < Vin的最初阶段中将BG连接至SW，此时功率晶体就像是对输出电容充电的电流源。进入升压模式后，功率晶体M2会将BG连接至Vout，其中讯号DM = “0” 显示降压模式已被关闭。把M2的后-闸极连接至BG接点，即可确保在降压模式下，M2的后-闸极二极管不会进入顺向偏压状态，也不会有电流通过后-闸极。因此相较于大型的NMOS和PMOS开关，M1、M2和M3可以使用较小的功率晶体。

　

图6：后-闸极控制开关

　

在连续升压模式下，SW上的电压会在0 V和Vout之间改变。在降压模式下，PMOS晶体管不会在NMOS截止时进入导通状态，因此SW电压会在0 V和Vin + VT.p之间切换。降压模式激活后，转换器就能在连续模式和省电模式下工作，省电模式的条件和 (7) 所描述的相同。图7是电路从升压模式转换至降压模式时，示波器上所看到的SW电压波形，转换器在这种两模式下都会连续进行切换。升压和降压模式之间的中断部份是由控制电路所产生，因为NMOS在Vin ≈ Vout的导通时间非常小，使得部份的脉冲讯号 (NMOS切换作业) 被跳过。

图7：从升压模式转换至降压模式时的SW讯号　

　

电压模式控制机制
本文介绍的转换器是利用定频电压模式控制来提供稳压输出，其中升压模式的负载周期控制算法是由公式 (3) 决定，这个能够自动控制NMOS的截止时间toff，进而控制负载周期的算法是由两个部份组成：电流产生器和定时器单元。在升压模式下，电流产生器电路会产生一个等比于Vout的电流，同时提供参考电压给RC振荡器，由它产生时间周期为T = RC的时脉脉冲。定时器内另一个电容值为C的电容每隔时间T就会充电至Vin，然后由电流产生器的电流将其放电。为了得到更高的精确度，此设计会利用一个误差放大器来调整放电电流，电容的电压会与某个固定电压值比较 (对于理想的MOS开关组件，这是指地电位)，等到电容放电至此电压值，比较器就会产生一个脉冲，代表NMOS截止时间已经结束，这个NMOS开关也会进入导通状态，等到振荡器产生下一个脉冲时再进入截止状态。

接着，我们将详细说明降压模式的控制算法。在降压模式下，我们也能根据图5利用伏特-秒相等的原理来算出所需的负载周期。忽略NMOS和PMOS开关的电阻性损耗，那么在NMOS的导通和截止期间内，电感两端的电压为：

V(ton)=Vin
V(toff)=-VT.p----------------(9)

应用伏特-秒相等的原理即可得到：

----------------(10)

对于固定频率f = 1/T，可将NMOS的截止时间设为：

----------------(11)
　

就能从公式 (10) 得到所要求的负载周期。

图8是降压模式下，截止时间控制器的工作原理。电流产生器方块会提供等比于Vin + VT.p的电流，定时器的电容C则会在T = RC 的时间内充电至Vin，然后利用电流产生器所产生的电流I = (Vin + VT.p) / R进行放电，一个简单的比较器接着会在toff时间内产生多个脉冲。很明显的，振荡器的R和C必须相等于电流产生器内的R以及定时器的C。为了得到所要求的精确度，误差放大器会根据正比于│Vout - Vnom│的误差讯号来提供电流Ierr，其中Vnom是所要求的额定输出电压。必须注意的是，只有电流产生器在升压和降压模式下的工作方式不同，控制器的所有其它部份在这两种模式下的功能都完全相同。
　

图8：降压模式的控制机制

　

实验结果
我们利用一颗芯片来实作本文所介绍的转换器，它能支持1至3颗碱性电池、镍镉或镍氢电池应用，例如网络音乐播放机或PDA。这个转换器的输入电压从0.9 V至5.5 V，输出电压则能在1.8 V至5.5 V之间调整。

理论上，Vin可以超过Vout任何值，但实际上却须将PMOS开关在降压作业模式的较大功耗列入考虑。在降压模式下，PMOS晶体管两端的电压降等于Vin + VT.p – Vout，其功耗则能由下式计算：

P_PMOS,DM = Iout × (Vin + VT.p – Vout)----------------(12)

随着芯片环境的热阻抗不同，我们可以针对特定的Vout和Iout来计算所能接受的Vin最大值，这在实际应用中必须列入考虑。在本文所介绍的量测过程中，我们限制Vin最多不能比Vout高出1.5 V。

效率是转换器最重要的参数之一。本文在进行量测时会将输出电压固定，然后改变输入电压和负载电流，藉以判断此转换器在众多可能操作点和所有不同模式下的转换效率。所有量测值都是在25℃下的量测结果。

图9a是将省电模式关掉后，转换器工作效率的3D图，其中输出电压是3.3 V，从图中可明显看出升压和降压模式的分界。在升压模式下，只要负载电流大于20 mA左右，转换效率就会超过90%。
　

图9：将省电模式关掉后，Vout = 3.3 V时的转换效率图

负载较小时，转换效率会持续下降，这是因为电感电流在某些时间会变成负值，并且从输出端回流至输入端。注意此转换器并没有不连续模式，所谓不连续模式是指IL会停在零的位置，而不是变成负值。降压模式的转换效率显然与升压模式有一段差距，这是由PMOS信道的电阻性损耗所造成。在降压模式下，转换器总是能进入省电模式，因此若在负载很小时将省电模式关掉，就会使得升压模式具有效高的转换效率。

如果激活省电模式，转换效率的分布就会变得非常均匀。图10是3.3 V输出电压时的转换效率3D图，当负载较小时，转换器会暂时进入闲置状态，其中绝大多数的内部电路方块都不再连接至电源供应，NMOS和PMOS晶体管也会停止导通。图10是在各种负载下的效率曲线，其中最大的负载电流为250 mA，从图中可发现在Vin = Vout时，转换效率会出现很大的变化，然而降压模式的效率却仍在55%和72%的范围内。
　

图10：激活省电模式后，Vout = 5.5 V时的转转效率
　

图11是转换器在不同输入电压下的负载稳压效果。在图中所示的条件下，3.3 V额定输出电压的误差范围会在-0.6%和1.1%之间。控制回路的设计是让Vout精确度达到±1.6%，若将零件的不匹配原因列入考虑，那么整体精确度仍可确保在±3%以内。
　

图11：负载稳压