1  引言
    文[1]~[6]所讨论的三电平（Three-level，TL）变换器的最大优点是它的开关管电压应力为输入直流电压的一半，因此非常适用于高输入电压中大功率应用场合。该TL变换器实质上是一个半桥变换器，因此应更准确地定义为半桥TL变换器。文[7]分析了半桥TL变换器的推导思路，并将该推导思路推广到所有的直流变换器中，由此提出了一族TL变换器电路拓扑，包括Buck，Boost，Buck-Boost，Cuk，Sepic，Zeta等6种非隔离的TL变换器，以及Forward，Flyback，Push-Pull，半桥和全桥等隔离的TL变换器，这些变换器中开关管的电压应力为其原型电路的一半，其中6种非隔离的TL变换器和全桥TL变换器还可以得到三电平波形，从而大大减小滤波元件的大小。
   在6种非隔离的TL变换器中，为了得到三电平波形，2只开关管为交错控制，其驱动信号相差180°相角。为了确保TL变换器正常工作，其分压电容必须均压。在实际应用中，由于控制电路和/或驱动电路总有微小差异，开关管的导通时间不可能完全相等，这样使得分压电容不均压，因此开关管电压应力也不相等，三电平波形也不对称。为了解决这个问题，本文提出一种方法，它通过调整开关管的导通时间，确保分压电容均压，论文最后给出实验结果，以验证本方法的有效性。
2  分压电容不均压的原因
2.1  Buck变换器的工作原理
    图1给出了6种非隔离的TL变换器，下面以Buck TL变换器为例分析分压电容不均压的原因。
    图2给出了Buck TL变换器的主要波形。Q₁和Q₂为交错控制，其驱动信号相差180º相角。
    当开关管的占空比D>0.5时，在1个开关周期，一段时间内2只开关管同时导通，输入电压为负载提供能量，滤波器上的电压v_AB=V_in；一段时间内只有Q₁或Q₂导通，此时分压电容C_d1或C_d2向负载提供能量，v_AB= V_in/2。当开关管的占空比D<0.5时，在1个开关周期，一段时间内只有Q₁或Q₂导通，此时分压电容C_d1或C_d2向负载提供能量，v_AB=V_in/2；一段时间内2只开关管同时关断，滤波电感电流通过D₁或D₂续流，v_AB=0。无论占空比大于或小于0.5，当滤波电感电流连续时，输出电压与输入电压的关系为V_o /V_in=D

2.2  分压电容不均压的原因
    在1个开关周期内，当只有1只开关管导通时，2只分压电容轮流为负载提供能量。如果2只开关管的占空比完全相等，且开关管的特性完全相同，那么2只分压电容在1个开关周期内提供的能量完全相等，其电压是均衡的，均为输入电压V_in的一半，即V_Cd1 =V_Cd2=V_in/2。此时2只开关管的电压应力均为V_in/2，当只有1只开关管导通时，加在滤波器两端的电压v_AB=V_in/2。
    采用交错控制的控制电路框图及其主要波形如图3所示。时钟信号C₁和C₂相差180º，它们分别对应的锯齿波V_RAMP1和V_RAMP2也相差180º，电压误差放大器的输出信号V_{EA_Vo}分别与V_RAMP1和V_RAMP2相比较，再通过2个RS触发器得到相差180º的驱动信号Q₁和Q₂。
    在实际电路中，2个锯齿波不可能做到完全匹配，同时开关管的驱动电路以及开关管的开关特性也不可能完全相同，因此2只开关管的占空比必然存在一定的差异，这样2只分压电容在1个周期内所提供的能量不可能相等，其电压将1个高于V_in/2，另1个低于V_in /2。在图4中，假如Q₁的导通时间比Q₂多Dt，此时在1个周期内C_d1比C_d2提供的能量多，C_d1的电压低于V_in /2，而C_d2的电压高于V_in/2。相应地，Q₁的电压应力低于V_in/2，而Q₂的电压应力高于V_in/2。当只有Q₁导通时，v_AB低于V_in/2，而当只有Q₂导通时，v_AB高于V_in/2，因此v_AB是不对称的。显然此时Buck TL变换器不能正常工作。

3  分压电容均压的方法
3.1  Buck TL变换器
   为了使Buck TL变换器正常工作，必须确保分压电容均压，因此需要对开关管的占空比进行修正。图5给出了带有分压电容均压电路的交错控制电路框图及其主要波形。在图5(b)中，2个锯齿波的电压幅值不相等，V_RAMP1的电压幅值大于V_RAMP2的电压幅值，如果没有分压电容均压电路，Q₁的占空比比Q₂的占空比小，这样C_d1的电压比C_d2的电压高。

    为了确保分压电容均压，只要保证其中1只分压电容电压为V_in/2就可以了，由于C_d2与输入电源共地，因此可选择C_d2作为控制对象，使其电压为V_in/2。将C_d2的电压和输入电压V_in进行采样后进行比较，其误差经误差放大器后得到V_{EA_Cd}。注意C_d2的电压和V_in的反馈系数分别为K_{f_in}和K_{f_in}/2。V_{EA_Cd}作为修正信号与输出电压误差放大器的输出信号V_{EA_Vo}进行相加后作为误差信号V_EA1。对V_{EA_Cd}进行反向后作为修正信号与输出电压误差放大器的输出信号V_{EA_Vo}进行相加后作为误差信号V_EA2。
    在图5(b)中，由于C_d2的电压低于V_in/2，那么V_{EA_Cd}为正，它使V_EA1升高，使Q₁的占空比增大。与此同时-V_EA1为负，它使V_EA2降低，使Q₂的占空比减小。通过对占空比的一加一减，使C_d2的电压升高，C_d1的电压降低，这样就使2个分压电容电压均为V_in/2，从而达到均压的目的。相反地，如果C_d2的电压高于V_in/2，那么V_{EA_Cd}为负，它使V_EA1降低，使Q₁的占空比减小。与此同时，-V_EA1为正，它使V_EA2升高，使Q₂的占空比增大。通过对占空比的一加一减，使C_d2的电压降低，C_d1的电压升高，这样就使2个分压电容电压均为V_in/2。

    实际上，也可以只对Q₁的占空比进行修正，同样可以达到分压电容均压的目的，但这种方法不如前一种方法效果好。
3.2  其他非隔离TL变换器
    该均压方法可以应用到其它5种非隔离TL变换器中，只不过是所控制的对象略有不同。表1给出了各非隔离TL变换器中均压电路的2个反馈信号。
    对于Boost TL变换器，需要保证2个输出滤波电容均压，其均压电路的反馈信号分别为V_o和V_cd2。Cuk TL变换器需要保证2个中间储能电容C_b1和C_b2均压，其均压电路的反馈信号分别为V_in+V_o和V_cb2。Buck-Boost TL变换器有2个输入滤波电容和2个输出滤波电容，Sepic TL变换器有2个输出滤波电容和2个中间储能电容，Zeta TL变换器有2个输入滤波电容和2个中间储能电容，对于这3种变换器，只要保证其中一对分压电容均压，就可以保证另一对分压电容均压。考虑到电压反馈的方便性，Buck-Boost TL变换器均压电路的反馈信号分别为V_cf1和V_o；Sepic TL变换器均压电路的反馈信号分别为V_o和V_cf2；Zeta TL变换器均压电路的反馈信号分别为V_in和V_cd2。

4  实验验证
    为了验证均压电路的可行性，我们选择Buck TL变换器进行了实验验证。变换器的输入电压为220~300V直流电压，输出电压为200V直流电压，额定输出电流为10A，开关频率为50kHz。
    图6给出了Buck TL变换器采用均压电路前后的实验波形。在采用均压电路之前，输入分压电容不均压，2只开关管的电压应力不相等，v_AB在本应为V_in/2时，相邻的2个电压不相等，一个高于V_in/2，另一个低于V_in/2，如图6(a)所示。采用均压电路后，2只分压电容电压相等，2只开关管的电压应力均为V_in/2，并且v_AB真正在V_in和V_in/2之间变化，如图6(b)所示。
    图7和图8给出了Buck TL变换器在输入电压和负载突变时的实验波形。在额定输出时，当输入电压从220V突升到300V再突降到220V时，分压电容C_d2的电压基本上为输入电压的一半，如图7所示。在输入电压为额定电压250V时，当负载从100%负载突变到10%负载再突变到100%负载时，分压电容C_d2的电压基本上为输入电压的一半，如图8所示。这里要说明的是，在负载突变时，输入电压有一定的变化，这是因为我们所采用的电源不是可编程电源，在不同负载时，电压有少许变化。图7和图8说明均压电路在输入电压和负载突变过程中依然能保证2只分压电容均压。

5  结论
    为了保证非隔离三电平变换器正常工作中，其分压电容必须均压。由于实际的控制电路和/或驱动电路总有一定差异，2只开关管的导通时间不完全相等，分压电容不能完全均压，这样使得开关管电压应力不相等。本文提出一种均压方法，它通过调整开关管的导通时间，确保分压电容均压，实验结果验证了本方法的有效性。

参考文献

[1]      Pinheiro J R，Barbi I．The three-level zvs pwm converter-A new concept in high-voltage dc-to-dc conversion[A]．IEEE IECON [C]．1992：173-178．
[2]      Pinheiro J R，Barbi I．Wide load range the three-level zvs-pwm dc-to-dc converter[A]．Proceedings of IEEE PESC[C]．1993：171-177．
[3]      Canales F，Barbosa P M，Lee F C．A zero voltage and zero current switching three level dc/dc converter[A]．Proceeding VPEC [C]．1999：126-131．
[4]      Xinbo Ruan，Linquan Zhou，Yangguang Yan．Soft-switching PWM three-level converters[J]．IEEE Transactions on Power Electronics，2001，16(5)：612-622．
[5]      Xinbo Ruan，Dayu Xu，Linquan Zhou，et al．Zero-voltage-switching pwm three-level converter with two clamping diodes[J]．IEEE Transactions on Industrial Electronics，2002，4(94)：790-799．
[6]      李斌，阮新波（Li Bin，Ruan Xinbo）．倍流整流方式ZVS PWM三电平变换器（Current-Doubler-Rectieier ZVS PWM three-level converlers）[J]．中国电机工程学报（Proceedings of the CSEE），2002，22(9)：79-83．
[7]      Ruan Xinbo，Li Bin，Chen Qianhong．Three-level converters--A new approach in high voltage DC-to-DC conversion[A]．Proceedings of IEEE PESC[C]．2002：663-668．