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关闭窗口 摘要：提出了一种新型的功率因数校正模块（flyboost模块），它具有两种工作状态（反激变换器状态和Boost电感状态）。基于这种PFC模块，得到了一种新型的单级PFC变换器，实验证明这种变换器不仅可以得到很高的功率因数，而且可以显著提高变换器的效率并自动限制中间储能电容上的电压。
关键词：单级功率因数校正；Flyboost模块；效率
1引言
近年来，提出了很多单级功率因数校正（PFC）变换器[1－2]。然而，这些变换器存在着不少缺点，如低效率，不适用于大功率应用，储能电容电压变化大等。这些缺点都限制了单级PFC变换器的应用。
一般的单级PFC变换器都是由Boost电感和DC/DC变换器组成，通过控制Boost电感工作在不连续导电模式，可以使得输入电流自动跟随输入电压，从而实现功率因数校正。
然而，无论是两级PFC变换器还是通常的Boost电感型单级PFC变换器，输入功率都是先经过中间储能电容然后再经过DC/DC变换器输出，这样，从输入到输出，功率经过两级变换。
本文提出了直接功率变换的概念，基于这种概念，提出了一种新型的单级功率因数校正AC/DC变换器。实验证明，这种新型的变换器不仅具有很高的功率因数，而且能够显著提高变换器的效率并自动限制中间储能电容上的电压。
(a)典型变换器功率流向(b)带直接功率变换模块的变换器功率流向
图1变换器的功率流向图
2直接功率变换的概念
在如图1（a）所示的典型功率因数校正AC/DC变换器中，包含了两个功率模块，即PFC模块和DC/DC模块。首先，脉动的输入交流功率经过PFC模块输入到储能电容上，然后经过DC/DC变换器，得到稳定的直流输出。如果PFC模块和DC/DC变换器模块的效率分别是η1和η2，那么，AC/DC变换器的总效率η为η=η1·η2（1）
实际上，希望得到稳定的直流输出并不需要经过两次功率变换。我们可以让一部分交流功率只经过一次功率变换就到达直流输出端；而其余部分输入功率则经过两次功率变换。这样，既可以得到高效率，又可以获得稳定的直流输出[3,5]，如图1（b）所示。
如果m表示能量的直接变换部分，那么（1－m）则是间接变换的能量，则
Po=Pinη1m＋Pinη1η2(1－m)（2）
η=η1m＋η1η2(1－m)=η1η2＋mη1(1－η2)（3）
所以，具有直接功率转换的变换器的效率比原来提高了mη1（1－η2）。
3直接功率变换及功率因数校正模块
设工频交流经过全波整流后加在反激变换器上的电压为Vin，输入电流为i1，变压器的变比为n:1，输出电压为Vo，输出电流为io，Re表示等效输入无损电阻。
在一定占空比下，当反激变换器(flyback)工作在不连续导电模式（DCM）下，输入电流i1为三角波，其平均值近似为正弦波。另外，对输入而言，反激变换器可等效为一个受占空比D控制的无损电阻[4]，等效电路如图2所示。
31等效输入电阻Re
在一个开关周期Ts内，Vin近似不变，反激变换器原副边电流为i1，io呈三角波。
[0－DTs]期间i1以斜率Vin/n2L线形增大（L为变压器副边的电感值）。
[DTs－（D＋D2）Ts]期间副边电流io以斜率－Vo/L减小，D2Ts为输出整流管导通时间。
显然原边峰值电流ip为
ip=(4)
输入平均电流i1(avg)为
i1(avg)=i1dt=··DTs
=ipD==(5)
从而得到Re=(6)
3.2平均输出电流和输出功率
副边峰值电流为ip′，则平均输出电流i0(avg)为
i0(avg)=i0dt==（7）
根据伏秒积平衡VinDTs=nVoD2Ts得
D2=VinD/nVo(8)
将式（8）代入式（7）中，得到
i0(avg)=DVinip′/2nVo
=D2Vin2Ts/2n2LVo=Vin2/VoRe(9)
所以，输出平均功率为
Po=Vo·io(avg)=Vin2/Re=Pin(10)
上述分析说明：
1）输出功率=输入功率，没有功率损耗,实现直接功率传递的概念；
2）在式(5)中，Vin=|Vpeak·sinωt|，可知输入平均电流满足正弦规律，实现功率因数校正。
尽管工作在DCM的反激变压器具有以上优点，但是，它同时也存在不少缺点，例如，由式(9)可知，输出电流中含有很大的二倍工频的纹波。
4基于Flyboost模块的单级功率因数校正
AC/DC变换器
在反激变压器的基础上，本文提出了一种新型的单级PFC变换器，即基于Flyboost模块的单级PFC变换器，如图3所示。
当工作在不连续导电模式（DCM）下，Flyboost模块的工作状态可以概括为两种状态，即反激变压器状态和Boost电感状态，两个工作状态的工作波形如图4所示。
1)反激变压器状态当|Vin(t)|<(Vc1－nVo)(式中Vin(t)表示交流输入电压瞬时值，Vc1表示中间储能电容电压，n表示T1的变比）。T1可以看作一般的反激变压器。在一个开关周期内，当S1开通时，T1经D5充电，储存能量；当S1关断时，由于|Vin(t)|<(Vc1－nVc)，D6不能导通，储存在T1中的能量全部传递到输出端。
图2工作于DCM模式的反激变压器
图3带Flyboost模块的单级PFC变换器
图4Flyboost模块两种工作状态示意图
(a)两种工作状态
(b)反激变压器状态(c)Boost电感状态
在这种状态时，经过整流桥后的输入电iin流是一个直角三角波，如图4所示。平均输入电流可表示为
Iin(avg)=·D2·Ts(11)
式中：L1为T1初级绕组的电感值。
2）Boost电感状态当|Vin(t)|>(Vc1－nVo)时，T1相当于一个Boost电感。在一个开关周期内，当S1开通时，L1经D5充电储能；当S1关断时，由于|Vin(t)|>(Vc1－nVo)，D6导通，储存在L1上的能量向C1放电，其工作方式与一般的Boost电感型单级PFC变换器一样。
在这种状态时，平均输入电流可表示为
Iin(avg)=（12）
由式（11）（12）可知，无论Flyboost模块处于反激变压器状态或者Boost电感状态，变换器都能实现功率因数校正。
另外，这种新型的单级PFC变换器还具有一般单级PFC变换器所没有的优点：
1）高效率因为当Flyboost模块工作在反激变压器状态时，相当于一个无损电阻，所以会获得比一般单级PFC变换器高的效率；
2）自动限制中间储能电容C1上的电压因为，当Flyboost模块处于反激变压器状态时，反激变压器副边反馈到原边的电压加上输入电压之和为（|Vin(t)|＋Vo·n），只有当它大于Vc1时，C1才会被充电，此时Flyboost模块进入Boost电感状态，所以，C1的电压最终被箝位在(Vin(peak)＋Vo·n)；
3）输出电流纹波很小如前所述，普通的反激变压器PFC模块得到的输出电流含有很大的二倍工频纹波，但是，在这种新型变换器中，变换器的输出由Flyboost模块和DC/DC级的正激变换器共同调节，可以获得稳定的低纹波输出。
5实验结果
根据图3建立了单级PFC变换器实验电路，设计参数为：AC输入170～230V；DC输出16V/7.5A；开关频率120kHz；L1=54.02μH；n=4.75。
Flyboost模块两种工作状态的电流波形如图5（a）所示。在两种状态的转换中，由于副边电压的反馈作用，C1的电压自动箝位在Vin(peak)＋Vo·n。实验证明，当输入为AC220V时，C1的电压箝位在387V（220×＋16×4.75=387）。
当Flyboost模块处于反激变换器状态时，可以实现功率的直接变换，所以变换器具有较高的效率，实验证明，变换器满载时效率达到了82.06％。
在实验中，将Flyboost模块的两种状态都设计在DCM模式下，从而可以获得很高的功率因数，输入电压与输入电流的波形如图5（b）所示，在满载时功率因数为0.976。
图5(c)中第2条波形为变换器总的输出电流，第3和第4条波形分别为Flyboost模块与DC/DC变换器的输出电流。输出由Flyboost模块和DC/DC级的正激变换器共同调节，所以输出电流的工频纹波很小。
6结语
本文提出了一种新型单级功率因数校正变换器。这种变换器有以下优点：
(a)Flyboost模块两种状态的电流
(b)输入电压与输入电流
(c)输入电压与输出电流
图5单级PFC变换器的实验波形
1)实现部分能量的直接变换，从而获得较高的效率；
2)实现了中间储能电容上电压的自动箝位；
3)通过控制Flyboost模块的两种状态都工作在DCM模式下，获得了很高的功率因数。
实验证明了这是一种很好的单级PFC变换器。
作者简介
李广全（1977－），男，硕士研究生，研究方向为高频开关电源。
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