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关闭窗口 引言
随着对电能质量要求的不断提高，电源需要具有较高的功率因数、较小的谐波。传统的LC滤波在一些大功率场合已经不能满足电能质量的要求。现在普遍应用的有源功率因数校正器（PFC），有Buck、Boost、Buck-Boost、Cuk变换器等，其中以Boost电路的效率最高，因而Boost电路在PFC中得到了广泛应用。
近年来，随着大功率电源系统的广泛应用，并联技术也得到了快速的发展。并联技术能使变换器在各单元中进行合理的热损耗分配，提高了单元的可靠性和功率密度，减少了成本，并提高系统容错性和运行可靠性。但是，Boost电路的并联会使总电流的纹波比较大。解决这个问题的一种有效方法就是多个并联单元采用交错运行模式。交错运行技术是并联运行技术的一种改进，是指各单元的工作信号频率一致，相角互相错开一定角度，以降低变换器的电磁干扰。但是，并联运行时的均流问题成为设计的主要难题。当两个独立控制的Boost电路并联时，具有较大占空比的电路会流过较大电流。此外，由于各个单元元器件本身参数、元器件寄生参数以及元器件在环境变化时的参数不完全一致等原因也会造成各路的电流不等。
工作原理
本文中介绍了一种具有耦合电感的交错Boost并联电路，电路图如图1所示。
图1 主电路拓补结构
其中，L1、L2电感值相同，并且L1、L2之间具有强耦合。为了分析方便，将耦合电感解耦（见图2）。其中，L1`、L2`满足下面关系式。
图2 等效电路图
L1`=L1-Lm （1）
L2`=L2-Lm （2）
（3）
式中，L1、L2是原图中的自感，Lm为互感，k为互感系数。
假设电路工作在连续电流情况下，并假设输入电压恒定，以一个周期的开关模态和主要的波形为例（见图3），下面分析这种带耦合电感的Boost电路在一个周期内电路工作的6个模态。
图3 开关时态及主要波形
模式a：在t0时刻之前，S1、S2关断。在t0时刻，S1开通，流过L1`的电流开始增加，电感L2`放电，放电的速度满足以下关系式。
（4）
模式b: 在t1时刻，iL2降为零，L2`放电完毕，二极管D2截止，L1`继续充电，电流iL1继续增加，其增加的速率为：
（5）
其中，L1＝L1`+Lm。
模式c：在t2时刻S1关断，储存在L1`中的能量通过二极管D1开始向电容释放。电流iL2的变化率为：
（6）
模式d：在t3时刻S2开通，在S2开通前，其承受的电压为:
（7）
在此时刻，diL1/dt小于零，可见这种带耦合电感的电路开通时的开关管压降要比传统Boost电路低，从而降低了开关损耗，也降低了开关管对耐压的要求。此外，在S2开通时二极管D2已经关断，所以S2开通时D2的反向恢复电流为零。同样，在t3-t4时刻电流iL2的变化率满足如下方程：
（8）
模式e：在t4时刻，iL1降为零，iL2以下面的速率充电：
（9）
模式f：在t5时刻，开关管S2断开，电感L2通过二极管向电容放电，其电流变化率为：
（10）
t6时刻后又开始了下一个周期的工作。
仿真验证
用Matlab7.1/Simulink对图1所示的电路进行了仿真。其中电路中的参数如下：Vi=300V，C=470μF，负载电阻RL=100Ω， L1=L2=400μH，耦合系数k=0.9，开关管开关频率f＝50kHz。
图4所示为带耦合电感交错Boost电路的支路电流和总电流的仿真波形。从仿真结果中可以看出，在占空比D=0.4时，电流iL纹波很小，iLmin= 17.8A， iLmax=18.7A。图5为开关管端电压仿真波形，从仿真波形中可以看出，MOSFET的开通电压略小于输出电压，从而可以减小开关管的开关损耗。
图4 D=0.4时的电流波形
图5 0.4时S1的开关时刻及端电压波形
为了与传统交错Boost电路进行对比，本文对带耦合电感的Boost电路与传统交错Boost电路在占空比不等的情况下进行了仿真。图6所示为本文提出的Boost并联电路在开关管占空比不等时（D1=0.3、D2=0.4）的电流波形，而图7为传统Boost并联电路在D1=0.3、D2=0.4时的电流波形。从图6和图7中可以看出，当占空比失调时，带耦合电感的电路具有很好的均流性能。而传统电路中iL1和iL2 相差很大。这是因为本文提出的电路中iL1半个周期流过L1`，另半个周期流过L2`，由于iL波动不大，所以iL1近似等于iL2。
图6 D1=0.3，D2=0.4时的电流波形
图7 不带耦合电感的boost并联电路在D1=0.3，D2=0.4时的电流波形
结论
本文介绍的带耦合电感交错Boost电路不仅可以降低输入电流的纹波，而且具有良好的均流效果，即使在占空比不等时，两支路电流也只有很小的差异。这种电路不需要任何传感器就可以实现均流，而且控制简单，成本低。理论分析和仿真结果证明了该电路的优越性。
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