一般的模拟相位器妨碍控制和所得到的相移之间的强非线性。很多电路的另一麻烦事情是电压增益依赖于所选择的相位。实现大可变相移模拟电路(如移位滤波器)从未兼有线性单量程0~180°相移和仅一个可变控制元件。除相移网络外，所有相移器都具有随相应位设置变化的绝对增益。可惜，移相网络的控制电阻与所得到的相位之间呈非线性关系。此外，0~180°范围要求控制电阻从0到无穷大变化。本文所示的电路具有电位器设置和所得到相移之间近似线性关系(±1.05o)。最大增益变化仅为±3.4%。

　　电路是由已知有载负电阻负载的电位器组成(见图1)。从电位器游标得到输出电压。U0是输入电压，—U0是U0反相，jm U0是定标值。由一给出电位器设置0≤K≤1。K=0对应0o相移，K=1对应180o相移，在中间设置，K=0.5，有效分量相消而只有90o相移信号保持。这三点是一条直线。K是电阻绝对值与电位器总电组之比。电路增益是电位器设置的函数，由下式给出：

　　模数为：

　　位相由下式给出：

　　最小峰值误差

　　导致峰值相位误差±1.054°(在m/k=2.7105)，最小增益误差：

　　在m/k=2.7105时，得到K=0.7752。m/k=2.7105意味着值m=-2.101。增益在额定值0.966附近只有±3.4%。

　　图2所示电路为用在低成本低频锁定放大器中的可变相位振荡器。电路中的所有电阻器都是1%金属膜电阻，电容器是10%聚酯薄片电容。10KΩ(R)电位器是线绕精密20圈电位器，用于设置相位，不能用导电塑料电位器，因为这种电位器具有大的总电阻容差(一般为20%)。无负载电位器的分压比与其电阻无关。运放#1与电阻10KΩ、10KΩ和7752Ω一起构成负极性电阻。可以用E24电阻器8K25和121K并联得到7752Ω。改变运放#II中积分器时间常数实现2相振荡器中的因数m。带运放#I的电路正积分器，可容易实现稳定振荡器幅度所需的增益控制。运放#III是符号反相器而缓冲放大器(运放#V)去除电位器任何非故意的负载。电路中未画出的幅度稳定器实现可变相位振荡器。串联连接两个标准E24电阻器(2K21和562Ω)可以得到不配对的2K265(10K*1/m2)值。改变此电阻器的值可以补偿频率变化所引起的电容值的容差。振荡器频率依赖于积分器的两个时间常数：

　　R1=R2=10KΩ和C1=C2=100nF给出334HZ。测量的322Hz偏离此值，这是因为电容器容差所致。在锁定应用中，0°和-90°输出送到电压比较器来驱动MOS开关。比较器允许±3.4%幅度变化。正弦输出与幅度稳定器相位设置无关。

　　检查电路的实际性能必须在所示电路中有两个小的变化。幅度稳定器必须连接到运放#II的输出以稳定它的电压。第2个修改是在负极电阻器连接中增加一个开关，运放#IV+输入到电位器游标。运放#II和#III输入端小的残余电压(分别为0.46mV<-90°和0.22mV<-90°)使理想传递函数的校正变得没有必要。失真(主要是2次谐波)低于基波54dB。调节2K26电阻器使在0°输出有1.000Vrms。为了在电路中做测量，可用PRA型128A锁定放大器，其参考输入连接到电路0°输出。打开负极性电阻器和电位器之间的开关，并通过电压分压器在电位器Vzero和Ufull用于与Uactnal Setting配合来测量实际的电位器设置：

　　这去除了来自测量的电位器设置的任何非线性。为了确定a，可闭合开关。现在可以测量同相和90°相移电压UI和UQ，给出Uabs：

　　在实际电路中大约为1.0Vrms。而

　　图3示出相位误差:

　　图4示出增益误差:

　　是α的函数。简单的模型和实际电路的相似性，对于实际的应用仅受所用元件精度限制。相移器电路也可以用于相移整个频谱。所必须的90°相移频谱可用Dome网络得到。对于具有大fmax/fmin比的宽频谱，多相时序网络是产生所必须90°相移的一种更合适的方法。