摘  要：本文对一种新型的全桥（FB）PWM变换电路的工作原理进行了分析，并给出了仿真结果。此电路可以使四个主开关管在极轻载甚至空载的情况下实现ZVS，同时减小占空比的损失。仿真结果证实了该电路工作的可行性。

关键字：软开关  零电压  空载  占空比

1  引  言

目前，全桥变换电路是国内外DC-DC变换器中最常用的电路拓扑形式之一，在大中功率应用场合更是首选拓扑。其中以移相PWM方式进行控制的全桥电路，在近几年得到了极为广泛的应用。但是，常规移相全桥电路的明显不足是：超前桥臂和滞后桥臂在相当不同的开关环境下导通与关断，特别是当负载较轻的时候，滞后桥臂开关管将失去零电压开关能力而且还会有较明显的占空比损失。本文分析的新型移相全桥电路可以有效克服上述弊端。

2  工作原理

2.1  主电路拓扑

主电路如图1所示，该电路是由一个半桥部分和一个全桥部分组合而成。开关管T1、T2以及变压器TX1构成半桥部分；开关管T1、T2、T3、T4和变压器TX2构成全桥部分。T1、T2是共用的开关管。两个变压器副边电压经叠加、整流后输出给负载。整流输出端并有二极管D9用于输出电流的续流；还有由CZ、DZ、LZ、DZ2构成的钳位电路用于减小占空比的损失。

2.2  电路工作原理分析

本电路采用移相控制策略。在上述拓扑结构中，半桥部分的开关管T1、T2的触发脉冲宽度是固定的，T1、T2的占空比为0.5；在全桥部分的T3、T4开关管的占空比亦是0.5，但是，其相位相对于T1、T2的脉冲相位是可控的。因此，电路的有效占空比是可调的，就可以实现输出电压控制。本电路采用T3、T4作为超前桥臂，而T1、T2自然就是滞后桥臂。整个电路的工作周期可以分成六个时段, 其等效电路见图2所示。

图2

在分析之前，假定变压器TX1和TX2的叠加电压为vr，直流侧电压为60 V，各元器件均为理想器件。并以T1、Ｔ4导通后进入稳态为负载提供功率开始计为初始时刻t0。

(1) t0–t1 时段（图2a）

开关管T1和T4导通，TX1和TX２的副边电压经叠加、整流后为负载提供功率。此时vC1＝vC4＝０V，vC2＝vC3＝Vin。

(2) t1-t2 时段（图2b）

在t1时刻，Ｔ4在Ｃ4的作用下（电容上的电压不能发生突变）实现零电压关断时，C3和Ｃ4与变压器的漏感以及输出滤波电感发生谐振。Ｃ3开始放电、Ｃ4开始充电。在t2时刻vC3降至零，vC4上升至Vin。

(3) t2-t3时段（图2c）

t2时刻T3的反并联二极管已经导通。T3可以在这个时刻实现零电压导通，T1、T3形成暂时的回路而变压器TX1上电压方向不变，继续向负载输出的功率。TX2电压方向也不发生变化，但有一定的减小。

(4) t3－t4时段（图 2d）

Ｔ1在t3时刻关断，且在Ｃ1的作用下实现零电压关断。此时Ｃ1、Ｃ2与变压器的漏感等开始发生谐振，为T2的零电压开通创造条件。与一般的移相全桥不同的是，半桥部分变压器TX2的电压不是马上变为负值，而是仍保持为正值，而且这时两变压器副边的叠加电压vr只有在vC1与临界电压VS相等后才变为负。VS值与输入电压Vin、TX1的匝比n1（副边与原边匝数比）、TX2的匝比n2有关，其关系可由下列方程导出：

，

当两个变压器叠加电压为零时，即令vr=0，可求得临界电压VS为：

VS= 。

由变换器输入电压的设定变化范围及输出电压的大小所选定的 和 值，根据上式，就可以获得VS值的大小，从而决定电容的充电、放电时间和能量。由此可见，设计时合理选定的输入电压最大值、输入电压最小值和输出电压可以减小电容的充、放电时间和能量。

同时，由于副边钳位电路的存在，有助于变压器副边电流在较短的时间内实现反向并达到一定数值。在vr等于零并反向后，Ｃ1、Ｃ2继续谐振直到vC2=0、vC1=Vin，从而使得T2可以实现零电压导通。

(5) t4-t5时段（图 2e）

T1、T4与T2、T3完成换相的过程，实现T2、T3导通并最终达到稳态。变压器TX1和TX2的叠加电压Vr也反向，经整流后向负载供电。

(6) t5-t6时段（图2f）

在t5时刻实现T3的零电压关断。T2的关断情况与T1相同。

T4、T1的开通过程和情况与T3、T2相似，故在此不再重复。

随后开始下一个开关周期，其电磁过程与上述情况相似。

3  仿真与结果分析

仿真的相关参数：滞后桥臂选用的开关管是IRF540，其并联电容为6nF；超前桥臂选用开关管是IRF530，其并联电容为4nF；输入电压为60 V，输出为12 V，输出功率为100 W；开关频率为200 kHz。图4为额定负载下的仿真波形，图5为3 %的额定负载（即极轻载）时的仿真波形。

额定负载和轻载条件下，图中v1、v2、v3、v4、v5、v6都分别代表开关管T3的漏源瞬时电压、开关管T1的漏源瞬时电压、变压器TX1的副边瞬时电压、变压器TX2的副边瞬时电压、变压器TX2的原边瞬时电压、变压器TX1的原边瞬时电压；i1、i2、i3、i4都分别代表开关管T3上流过的瞬时电流、开关管T1上流过的瞬时电流、变压器TX2原边上流过的瞬时电流、变压器TX1原边上流过的瞬时电流；p代表开关管T3的开通和关断的瞬时功耗(图中电流、电压和功耗用的是大写字母表示)。

从图4和图5的仿真结果可以看出，该电路的四个主开关管（图中给出T1和T3管的电压、电流波形及T3管的瞬时功耗）在开通和关断过程中都处于零电压条件下，瞬时功耗中的开通、关断尖峰得到了有效地抑制。由图5可知，该电路在极轻载的情况下也可以实现四个主开关的零电压导通和关断。

图4（b）

图  5（a）

4  结  论

本文分析的电路克服了传统的移相全桥的缺点，大幅度的扩大了负载的适用范围，即使在极轻载的工作环境下也能实现四个主开关管的软开关，实现了真正意义上的全程ZVS。同时，副边钳位电路的存在，也减小了占空比的损失。仿真分析的结果证实了该电路工作的可行性。

图5（b）

参考文献：

[1] Patterson O D, Divan D M. Pseudo-Resonant Full Bridge DC-DC Converter. IEEE PESC Conf.Rec., pp.424-430, 1987

[2] Ayyanar R.and Mohan N. A Novel Soft-Switching DC-DC Converter with Wide ZVS-Range and Reduced Filter Requirement. Proc. IEEE Power Electron. Spec. Conf., 1999, pp433-438

[3] 王聪. 软开关功率变换器及应用. 科学出版社，2000

[4] 蔡宣三、龚绍文. 高频功率电子学（第一版）. 科学出版社，1993年

[5] 李铭. 新型宽调节范围全桥软开关变换器研究. 四川大学硕士学位论文，1999