基于数字控制的移相全桥ZVS-PWM变换器的设计

摘要：介绍了一种采用辅助谐振网络的移相全桥ZVS-PWM 变换器，简述其工作原理。使用 TMS320LF2407A 作为主控芯片，实现了数字移相控制及全桥变换零电压软开关。试制了一台 8kW/20kHz的样机，给出了实验波形及结论。

关键词：数字控制；辅助谐振网络；移相；零电压开关

Abstract:The operating principle of a PS FB (phase-shifted full-bridge) ZVS-PWM converter with auxiliary resonant network are introduced. A digital control system using TMS320LF2407A as the main control chip was designed to achieve digital PS control algorithm, as well as ZVS for IGBT. An 8kW/20kHz prototype was designed. The experimental waveforms and conclusions are provided.

0 引言在DC/DC 变换器中，针对移相全桥软开关PWM变换器的研究十分活跃，它是直流电源实现高频化的理想拓扑之一，尤其是在中、大功率的应用场合[1]。实现全桥变换器的移相PWM控制的方法很多，传统的控制方法是通过专用的集成控制芯片（UC3879、UC3895）来调节其两桥臂间导通的相位差，以实现其PWM 模拟控制。但是，近年来随着数字信号处理技术日趋完善成熟，各种微控制器性能价格比的不断提高，采用DSP 或CPLD数字控制已经成为大中功率开关电源的发展趋势[2]。相对于模拟控制，数字控制可以完成复杂的控制算法，不存在温漂，避免模拟信号的畸变失真，减小杂散信号的干扰，实现通讯和网络控制的功能，使控制系统具有更高的稳定性和更强的灵活性。数字控制的这些优点大大提高了变换器的整体性能，使得变换器成为具有高精度，高可靠，高效率和高功率密度的设备[3]。

1 变换器的工作原理
图1 为带辅助谐振网络的移相控制ZVS PWM DC/DC 全桥变换器的原理图，与传统的移相控制ZVS PWM DC/DC 全桥变换器相比，它在滞后桥臂增加了由电感La、电容Ca1、Ca2组成的辅助谐振网络，通过辅助谐振网络的加入解决了传统的移相全桥变换器滞后桥臂难以实现ZVS 的问题。Lr为附加谐振电感，它和变压器的原边漏感一起参与整个谐振过程。图2 为此变换器的主要工作波形。

在分析之前，作如下假设：
（1）所有开关管、二极管均为理想器件；
（2）电容、电感均为理想元件；
（3）C2=C4=Cr，Ca1=Ca2=Ca。
下面对变换器的各个工作模态分析。
（1）开关模式0（t0时刻之前）
在t0时刻之前，D3和S4导通，vAB=0，变压器原边电流处于续流状态。辅助电感电流也处于续流状态，它流过S4和Da2。
（2）开关模式1（t0~t1时间段）
在t0时刻，S4 关断，iLa和ip 同时给C4充电，给C2 放电，vAB=-vC4。在这段时间里，各电容电压、电感电流为

在t1 时刻，C4 电压上升到Vin，C2 电压下降到零，D2自然导通。
（3）开关模式2（t1~t2时间段）
在这段时间里，S2零电压开通。两端电压均为vAB=-Vin。当原边电流下降到零时，D3自然关断，S3中开始流过电流。在t2时刻，Lr的电流下降到-Ic，其电流迅速下降为折算到原边的负载电流-ILd/n。

（4）开关模式3（t2~t3时间段）
在此时间段里，S3 和S4 导通，vAB=-Vin，主功率回路给负载供电，辅助电感电流继续线性下降，直到下降到零。

（5）开关模式4（t3~t4时间段）
从t3 开始，La 与Ca1 和Ca2 谐振，到t4时，Ca2的电压上升到Vin，Da1自然导通。这段时间里，S3和S2导通，vAB=-Vin，主功率回路给负载供电，与辅助网络无关。

在t4时刻，Da1 导通，把L葬两端电压箝位在0，辅助电感电流通过S2 和Da1 续流，其电流的值为IL（a t4）。
t5~t10是一个开关周期的另一个半周期，工作情况与t0~t5半周相似，因此不再对此进行分析。
从上面的分析可以知道：
（1）辅助电容和辅助二极管不参与滞后桥臂的开关过程，只是为辅助电感建立最大电流Ia，使滞后桥臂的开关过程十分简洁；
（2）在滞后桥臂开关时，辅助电感电流iLa 是最大电流Ia，流进或流出节点B，帮助谐振电感实现滞后桥臂的零电压开关[4]。

2 变换器主电路设计
系统所采用的主电路拓扑结构如图3 所示。主电路由软启动电路、带辅助谐振网络的全桥变换器、高频变压器、整流滤波电路几部分组成。软启动电路在系统上电启动时，先闭合开关S12 通过电阻R1给滤波电容C 预充电，当其两端电压充电到设定值后，闭合开关S11，从而避免滤波电容上出现过大的冲击电流。变换器利用附加谐振电感及变压器原边漏感和开关管IGBT 的结电容参与谐振过程，使开关管实现零电压软开关。副边输出整流结构采用两个整流二极管构成全波整流方式，对于输出小电压、大电流的场合，可以减小整流桥的通态损耗，提高变换器的效率。

3 变换器控制系统设计
本文设计的控制系统用的是TI 公司24X 系列DSP 控制器中的TMS320LF2407A 作为主控芯片。图4 为该变换器控制系统框图，对输出电压Vo进行闭环控制，将检测到的电压信号经过A/D转换后送到电压调节器，经过与设定值比较后，通过PWM发生器产生PWM脉冲信号。隔离驱动电路产生驱动信号来控制逆变电路开关管的导通与关断，使变换器输出电压达到所需要求。同时，采集变压器的原边电流ip进行逐个周期电流限制，用以抑制变压器直流偏磁和过流保护，也可以作为DSP计算死区时间的依据，提高整个系统的动态响应速度。
控制系统的主要功能模块包括：
（1）PWM移相控制脉冲的产生；
（2）检测保护电路；
（3）外部接口。

3.1 PWM移相控制脉冲的产生
移相脉冲的发生可通过TMS320LF2407A 事件管理模块EVA 或EVB 来产生，每个事件管理器有3 个全比较单元，一个全比较单元有两个互补的PWM 脉冲输出，因此，可以使用其中两个比较单元提供4路驱动信号；设置通用定时器控制寄存器TxCON确定计数器为连续增减计数模式，在定时器下溢中断和周期中断时分别设置比较寄存器的值，同时保证同一个比较寄存器在定时器下溢中断和周期中断设置参数之和等于周期寄存器的值T，这样就可以产生定周期、定脉宽的PWM信号。而输出移相脉冲的关键是让两个比较寄存器同步工作，令其中一个比较寄存器在下溢中断时赋值为0，另一个比较寄存器在下溢中断时赋值为不同的初值t，初值t 的大小决定了两个比较寄存器输出脉冲的相位关系，也就产生了移相波形。图5为移相脉冲产生的原理图。